摘要：本文針對并聯型有源電力濾波器(APF)的主電路及其外圍電路進行了深入的研究，詳細討論了主電路開關器件的選擇、緩沖電路的設計，并且采用理論分析和仿真實驗相結合的方法，給出了直流母線電壓的取值、直流母線電容量以及交流側濾波電感值的選擇方法。并根據上述分析方法得出了并聯型APF的主電路具體器件選型及外圍電路的詳細設計參數。

關鍵詞：并聯型有源電力濾波器 外圍電路

1引言

有源電力濾波器（ActivePowerFilter——APF）是一種動態抑制諧波和補償無功的新型電力電子裝置，它能對頻率和幅值都變化的諧波和無功進行補償，可以彌補無源濾波器的不足，獲得比無源濾波器更好的補償特性，是一種理想的諧波補償裝置。與無源濾波器相比，有源電力濾波器具有高度可控性和快速響應性。目前，常用的有源電力濾波器主電路形式可以分為四相變流器電路和三相變流器電路兩種形式。三相三線制有源電力濾波器已經成功地在一些工業產品中得到應用，而三相四線制有源電力濾波器的拓撲雖然早在80年代就有了介紹，但在實際系統中的應用仍然處于研究階段，還有許多問題需要研究和解決。但是，目前三相四線制系統在整個電網中產生諧波的比重越來越大，因此研究如何利用有源電力濾波器對三相四線制系統諧波和無功補償具有重要意義。

2APF主電路數學模型

并型三相四線制有源電力濾波器電路如圖1所示，直流側零線與系統中線連接。假定上半橋臂和下半橋臂直流電壓值等，且定義直流側上下電容電壓分別為。由于系統直流側零線與系統中線相連接，則某相橋臂導通時，該相橋臂中點電壓即為；若該相下半橋臂導通，則該相橋臂中點電壓即為，依此可定義開關函數為式（1）所示。

橋臂中點電壓為式（2）所示。

圖1三相四線APF主電路連接圖

由（4）、（5）可列出三維空間電壓矢量的開關參數如表1所示。

表1三維空間電壓矢量開關參數表

3功率模塊選擇

為了簡化功率電路并提高功率電路的可靠性，選擇了智能功率模塊(IPM)作為二相逆變功率主電路。IPM內部集成了邏輯、控制、檢測和保護電路，使用起來方便，不僅減小了系統的體積，縮短了開發時間，也大大增強了系統的可靠性，適應了當今功率器件的發展方向。在選擇IPM時必須考慮IPM所能承受的直流母線電壓。功率開關管所承受的最大電壓為直流輸出峰值，知道直流輸出峰值即可求得。選取功率管電流定額時，考慮到輸入電流中含有一定量的諧波成分，要留有一定的安全裕度，故實際的峰值電流一般取設計值3倍左右。本控制系統選用了三菱公司容量較大的IPM，型號為PM100RSE120。該型號的IPM可承受直流電壓為1200V，額定電流為100A。

3.1直流側電壓計算

有源電力濾波器在正常工作時，其輸出的補償電流在指令電流兩側呈鋸齒波狀跟隨其變化。根據有源電力濾波器的主回路分析，對于a相有

當ia為1/3或2/3。若

可知為了實現電流變化趨勢的控制，直流母線電壓必須大于交流側電源相電壓峰值的3倍，否則將發生補償電流不按要求變化的情況。針對不同的調制方式，直流母線電壓取值不同補償效果也將不同。本文針對基于SVPWM調制的電壓前饋電流解耦控制方法，選擇950V作為直流母線電壓。

3.2直流側電容值計算

直流側電容的作用是緩沖補償電流在交流電源和有源電力濾波器之間的能量脈動，而該脈動又是直流側電壓波動的主要原因。如果電容值選得過小，則主電路直流側電壓則波動過大，影響有源電力濾波器的補償效果；而如果電容值選得過大，則主電路直流側電壓動態響應變慢，同時，電容體積和造價都會增加。

若主電路直流側電容設定的電壓值為，則電容的儲能為

由于是由補償電流產生的，因此其具體數值因諧波源及補償要求的不同而不同。

此外，還有一種對主電路直流側電容的計算方法，考慮到有源電力濾波器在正常工作時，主電路直流側電容始終處于充放電狀態，假設在某一PWM周期內電容始終處于充電或放電狀態，則有

因此，確定了裝置的補償容量和允許的直流母線電壓波動值后，就可確定母線電容的容量。需要注意的是，所計算出的電容量是在理想條件下得到的，實際選取母線電容的容量時必須留有一定的裕度。

3.3交流側電抗器選取

交流側電感的主要作用是將變化的電壓轉換成實際補償電流。從微觀來看，補償電路的波形是沿指令電流兩側上下波動的鋸齒波。因此，如果電感值太小，鋸齒波的幅值就會增大，從而使補償電流中的紋波成分增加，接著也就會增加后續高通濾波器的容量，增加無源補償器的成本和整個系統的體積。而如果電感值太大，則補償電流不能實時地跟蹤指令電流，起不到補償作用。以a相為例，如果有源濾波器工作時間足夠長，交流電壓的平均作用將為0，而的平均值為4/9，由此可以得出：

最小電感值的選擇取決于所允許的開關諧波的大小。在選擇電感時要考慮把這一值限定在一定的范圍內。設有源濾波器輸出電流的波動率為δ，則有：

式中為有源濾波器開關造成的諧波電流幅值，為有源濾波器輸出電流幅值，為允許的輸出電流波動率。由式28可知，在輸出電流幅值點的紋波電流幅值為：

綜合以上分析，可以得出L的取值范圍是1.1mH

3.2mH。本系統主電路的電感由計算值結合實際應用進行仿真研究，最后選擇L=1.7mH。

3.4控制系統硬件設計

該系統是以美國德州儀器公司(TI)的數字信號處理器(DSP)TMS320F2812芯片為核心，外加檢測電路和其它外圍控制和驅動電路構成。控制器的硬件結構框圖如圖2所示。檢測量經隔離、濾波、調理連接到DSP的AD端口，經轉換存入存儲器中。最后由DSP完成全部的數字信號處理工作，包括電壓、電流的采集及有效值的計算、諧波和無功電流的計算和PWM信號的產生等。

3.5電壓相位檢測電路

在ip、iq檢測法中用到一個正弦信號和一個余弦信號，這兩個信號的相位與a相電壓信號的相位相同。因此在DSP芯片中利用查表法得到這兩個值之前，必須先通過硬件電路獲得a相電壓信號的相位，其原理圖如圖3所示。其中，過零檢測電路原理圖如圖4所示。

在本設計中，采用220V/8.5V同步變壓器，把a相電壓變成低壓信號，然后經過濾波電路、過零比較電路和光耦隔離，變成0～3.3V方波信號送入DSP。由可調電阻RW1和C1組成的濾波電路，消除高次諧波影響；由LM339和電阻構成了過零比較電路，其中R3和R4形成一個滯環，避免地線干擾而造成一個電網周波內多次過零，影響控制信號。由光耦組成的隔離電路，使得PHA方波信號變得更加理想，同時隔離了模擬信號與送入DSP的數字信號。

3.6鎖相倍頻電路

由于電力系統的頻率并不固定，而是在50Hz上下波動，所以如果使用定時器中斷對模擬信號采樣提供基準必然造成較大的誤差。為適應這種現狀，將DSP對周期的計時改為對頻率的計數。只要該頻率為工頻電源的倍頻，則每一倍頻后的脈沖即代表一個固定的電角度。若該倍頻脈沖串與工頻電源的相位嚴格鎖定，則這種方案可以從原理上消除電網頻率不穩定造成的觸發誤差。

圖2控制器的硬件結構框圖

圖3a相電壓相位檢測電路

圖4過零檢測電路原理圖

圖5鎖相倍頻電路

圖6模擬信號采集電路原理圖

2、鎖相倍頻電路的實現

鎖相倍頻電路如圖5所示。圖中C3、R8、RW11決定了CD4046的中心振蕩頻率和鎖相范圍，而低通濾波器參數則與輸入信號頻率有關，且低通濾波器截止頻率越低，鎖相環輸出頻率波動越小，但是其跟蹤速度也越慢，因此應該根據實際電網頻率變化快慢、鎖相速度要求來確定其參數。本設計中，設定鎖定頻率范圍為45Hz～55Hz，中心頻率為50Hz，倍頻系數為256。過零檢測電路產生的與a相電壓同步的方波信號XIN送入CD4046的SIGIN端，CD4046輸出倍頻信號VCOUT送到分頻器CD4040，經過256分頻后送入CD4046的VCOIN端。CD4046內部有一個鑒相器和壓控振蕩器，SIGIN和VCOIN輸入信號送入鑒相器，鑒相器對兩個輸入信號進行相位比較，并輸出一個正比于相位誤差的電壓，鑒相器輸出再送入由R9和C4組成的低通濾波器，濾除高頻分量后，其輸出送入壓控振蕩器，輸出頻率與輸入直流電壓成比例的方波信號，從而CD4046和CD4040組成了一個閉環的鎖相倍頻電路，4腳輸出信號是14腳輸入信號XIN的256倍頻。

3.6電流信號采集與調理電路

本系統中檢測量含有高次諧波成分，因此檢測電路對互感器的性能有較高的要求。設計時，傳感器都采用高性能霍爾元件。電流檢測用TBC100LA霍爾電流傳感器。TBC-LA100電流傳感器的初、次級之間是絕緣的，可用于測量直流、交流和脈沖電流，額定輸入有效值電流100A。模擬信號采集電路如圖6所示：通過調整電阻RW18和RW20使測量的電流值調整到0V~3.3V伏之間，這樣可以滿足DSP對輸入信號的要求。

4結果分析

圖7為A、B兩相補償前電流，其中A相由于多帶8Ω電阻幅值較大；圖8為只補償諧波成分不補償零序A、B兩相補償后電流，圖9為補償諧波與零序后A、B兩相電流波形，中線電流也得到了一定補償。圖10中，直流側總電壓與上下電容電壓均得到了很好的穩定。

圖7A、B兩相補償前電流

圖8A、B兩相補償后電流

圖9A、B兩相補償后電流（補償零序）

圖10直流母線電壓與上下電容電壓值

5結論

有源濾波器被公認為是治理電網諧波及無功污染、改善電能質量最有效的手段。與無源濾波器相比有源濾波器有著無可比擬的優點，因而成為國內外研究的熱點。但是，有源電力濾波器在國內的應用還不成熟，與無源濾波器相比在實際應用中仍然居于次要地位，有待于進一步的研究和完善。為此本文對基于空間矢量預測電流控制策略的有源濾波器做了深入研究。文章首先對基于瞬時無功功率理論的諧波檢測方法進行了討論，并通過仿真驗證了檢測法較法對電網畸變在三相三線制及三相四線制系統中都具有更好的檢測效果。對三相四線制系統硬件電路設計進行了詳細的介紹。實驗結果證明了分析的正確性。

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作者簡介

呂顯鑫（1986-）男現任職于哈爾濱九洲電氣股份有限公司，主要從事電站直流系統、智能電網系統設計、一體化電源設計與研發工作。

周家琪（1983-）男碩士研究生，現任職于哈爾濱九洲電氣股份有限公司，中級工程師，主要從事新能源發電技術和無功功率補償技術的研發工作。