近幾年來，各式各樣的開關電源以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率越來越得到廣泛的應用。隨著電力系統自動化程度的提高，特別是其保護裝置的微機化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求不斷提高。電源中磁性元件和散熱器件成了提高功率密度的巨大障礙。開關頻率的提高可以使開關變換器（特別是變壓器、電感等磁性元件以及電容）的體積、重量大為減小，從而提高變換器的功率密度。另外，提高開關頻率可以降低開關電源的音頻噪聲和改善動態響應。但是由于開關管的通斷控制與開關管上流過的電流和兩端所加的電壓無關，而早期的脈寬調制（PWM）開關電源工作在硬開關模式，在硬開關中功率開關管的開通或關斷是在器件上的電壓或電流不等于零的狀態下強迫進行的，電路的開關損耗很大，開關頻率越高，損耗越大，不但增加了熱設計的難度而且大大降低了系統得可靠性，這使得PWM開關技術的高頻化受到了許多的限制。 　　根據高頻電力操作電源的設計要求，結合實際的經驗和實驗結果選擇合適的開關器件，設計出穩定可靠、性能優越的控制電路、驅動電路、緩沖電路以及主要的磁性元器件。對最大電流自動均流法的工作原理以及系統穩定性進行了較為深入的研究。采用均流控制芯片UC3907設計了電源的均流控制電路，使模塊單元具有可并聯功能，可以實現多電源模塊并聯組成更大功率的電源系統。 1 系統原理的設計思想 在設計大型的開關電源模塊時，首先需要對系統有一個整體的規劃，以便于設計整體結構及相應的輔助電源。高頻開關直流電源系統的總體框圖。（如圖1）。 2 控制主電路設計 2.1電壓電流雙環控制 　　為了實現輸出電壓電流均可控，通常采用電流模式控制，常用的電流模式控制有峰值電流控制法和。針對峰值電流控制的不穩定性，容易發生次諧波振蕩，對噪聲敏感，抗噪聲性差等幾個缺點。我們采用平均電流控制法PWM。 　　平均電流模式采用雙閉環控制，其內環控制輸出濾波電感電流，外環控制輸出電壓，提高了系統響應速度。平均電流模式控制PWM的原理圖（如圖2）。 　　將誤差電壓信號Ue接至電流誤差信號放大器的同相端，作為輸出電感電流反饋的控制信號Uip。將帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流反饋信號Ui接至電流誤差信號放大器的反相端，跟蹤電流控制信號Uip。Ui與Uip的差值經過電流誤差放大器放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號UC。再由UC與三角鋸齒波信號通過比較器比較得到PWM控制信號。UC的波形與電流波形Ui反相，所以，是由UC的下斜坡（對應于開關器件導通時期）與三角波的上斜坡比較產生控制信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。但為了穩定工作，要求電感電流的下降坡度不能大于晶振的坡度。 2.2小信號分析及電流、電壓環PI調節器的參數設計 　　控制方式有恒壓和恒流兩種工作方式。當D1導通時，電路工作在恒流模式，此時，電壓環不起作用，電路相當于單環控制。當D1截止時，電路工作在恒壓模式下，電路采用串級雙環控制，電流環作為電壓環的內環，電壓環PI調節器的輸出Ue作為電流環PI調節器的給定。其電路方框圖（如圖3）所示，在設計參數時，先設計電流環的調節器，獲得穩定的內環，然后得到電流環的閉環傳遞函數Tic（s），并將其作為電壓環的一個環節，（如圖4）所示，然后設計電壓環的調節器。這種控制方式的最大的優點是很好地解決了電路的限流問題，使電路具有最快的限流響應速度。而且可以通過調節電阻R3，減小D1管壓降的變化量，以提高這種控制方式的穩流精度。 　　H為輸出電壓采樣系數， 　　Ki為電感電流采樣系數； 　　FM為脈寬調制器的傳遞函數，FM=1/Upp，（Upp為三角波峰峰值）； 　　GV（s）為電壓環PI調節器的傳遞函數： （1－1） 　　Gi（s）為電流環PI調節器的傳遞函數： （1－2） 　　Gdi（s）為主電路的占空比對電感電流的開環傳遞函數 （1－3） 　 　　忽略輸出濾波電感電容的等效電阻的影響 （1－4） 　　式中： 　　Udc輸入直流母線電壓； 　　n為副邊與原邊的匝比 　　L為輸出濾波電感值； 　　RL為濾波電感的電阻； 　　C為輸出濾波電容； 　　RC為濾波電容的串聯等效電阻； 　　R為負載電阻。 　　Z（s）為負載和輸出電容支路的并聯阻抗： （1－5） 　　由圖3可得，電流環（內環）的閉環傳遞函數為： （1－6） 　　然后由等效方框圖圖4可得，補償前電壓環的開環傳遞函數為： （1－7） 3 控制電路設計 　　采用集成芯片UC3525外加運放構成平均電流模式控制電路并用單片UC3525外加邏輯電路的方式形成有限雙極性控制的4路控制信號（如圖5）。 　　1） 外環控制。電壓給定信號與輸出電壓反饋信號經運放U1補償比較得Ue，接到UC3525的內部誤差放大器正相輸入端2腳作為反饋電流的控制信號Uip。當輸出電流超過給定限流值時，D11導通，Uip被嵌在給定限流值上。 　　2） 內環控制。采樣電阻檢測輸出電流并通過電流檢測放大器得電流反饋信號。接到UC3525的內部誤差放大器反相輸入端的1腳，與Uip進行比較。UC3525的9腳為反饋補償端。 　　3） 有限雙極性控制。UC3525的4腳為同步信號輸出，該信號作為D觸發器U3的時鐘信號，U3的Q端（1腳）和端（2腳）既可得到占空比為50％相位相差180的兩組脈沖，Q11、Q12用于控制死區時間。 4 驅動電路設計 　　在IGBT的使用過程中，驅動電路選擇的合理性和設計是否正確是影響其推廣使用的問題之一。IGBT的通態電壓、開關時間、開關損耗、承受短路能力以及dv/dt電流等參數均與門極驅動條件密切相關。 　　IGBT的驅動電路原理圖如圖6所示。 　　圖中Q1為由控制電路產生的驅動信號輸入，fault為本驅動電路在檢測到過流等故障時發出的故障檢測信號。C1、G1、E1分別接IGBT的源柵漏級。驅動電路的供電，采用單電源加穩壓管的方式。 　　對于M57962AL驅動電路，在以下兩種情況容易導致驅動電路失去負偏壓：一是產生負偏壓的穩壓二極管D2被擊穿短路；二是驅動電路在單電源供電時，因失去電源供電電壓的時候。此時若按傳統的M57962AL單電源供電的典型接法（如圖7），并沒有保護信號給出，易造成IGBT的損壞 　　針對上述所說的情況，對M57962AL的外圍電路進行了一些改進（如圖7）所示。在正常情況下，D4導通，M57962AL的8腳為高電平，D1截止，VT導通，光耦輸出呈低阻態，故障信號為低電平，表現為無故障。過流保護時，D4截止，M57962AL的8腳為低電平，D1導通，VT截止，光耦輸出呈高阻態，故障信號為高電平，表現為有故障發生。如果穩壓二極管D2擊穿短路，則D4截止，VT截止，光耦輸出呈高阻態，同樣給出故障信號。如果驅動電路失去+24V電壓，則光耦無電流流過，仍然表現為故障保護。這樣就避免了IGBT因為失去負偏壓或者失去供電而導致損壞。 5 結束語 針對高頻開關電力操作電源的技術要求，對開關電源的控制電路、驅動電路、緩沖電路及主要磁元件進行了設計、優化。隨著電力電子技術的不斷發展，也必將推動高頻開關電源朝著更大規模的方向發展。