一、引言 隨著稀土永磁無刷直流電動機在工業領域的廣泛應用，其優越的調速特性以及壽命長、效率高、維護性好的特點已得到電機界的公認。目前，國外飛行器在電動舵機（electromechanical actua-tor, EMA）中已開始使用稀土永磁（REPM）無刷直流電動機（BLDCM）作為執行元件，以取代傳統的普通有刷直流電動機。而國內，大多數飛行器EMA仍然采用普通有刷直流電動機，這種電機由于存在電刷和換向器，容易產生積炭和電磁干擾，不僅維護性差，而且可靠性低，因此大大制約了EMA綜合性能的提高。 在航空航天領域EMA是飛行控制系統的關鍵執行元件，一般要求其驅動電機的機電時間常數要小，即系統頻響高。特別是有人駕駛飛機可靠性要求很高。而無刷直流電動機由于沒有電刷和換向器，轉子慣量小，響應快。同時無刷電機繞組在定子上，容易散熱，也容易做成隔槽嵌放式雙余度繞組，從而提高了電機電路的可靠性。所以BLDCM以其高效、可靠性、快響應伺服控制系統成為新型電動舵機的研究方向。 本文研究了一種可用于電動舵機驅動的雙余度BLDCM速度伺服控制系統。由于舵機伺服系統一般要求超調?。ǎ?0％＝，抗負載擾動能力強、頻響高、實時性好。所以本文在介紹雙余度BLDC系統構成的基礎上，推導了BLDCM的數學模型，構建了速度、電流雙閉環控制系統的動態結構框圖，給出了Matlab下的系統仿真結構模型，并簡要說明了系統的硬件設計思想。 試驗與仿真結果相符，表明了系統控制策略的正確性。該技術不僅可以應用于飛行器EMA控制，還可以推廣應用于復雜機械手、傳送裝置等其他工業伺服控制領域。 二、雙余度無刷直流電動機伺服系統構成 EMA系統一般屬于伺服系統，而伺服系統又分為位置伺服和速度伺服系統，本文EMA系統為A,B雙余度速度伺服控制系統,A,B通道同時工作，當A通道故障時，系統可自動切換到B通道正常工作，并保證足夠的出力；該系統可接受外部給定的速度模擬指令信號，實現雙余度稀土永磁無刷直流電動機速度、電流雙閉環控制。其系統總體結構原理框圖如圖1所示。 三、無刷直流電動機動態數學模型 永磁無刷直流電動機是由無刷直流電動機本體、轉子位置傳感器和驅動控制器組成的機電一體化系統。圖1中的位置檢測是BLDCM特有的轉子位置信號，用于電機功率電子換向。該電機具有普通直流電機優良的機械特性，其單通道轉速、電流雙閉環控制系統結構如圖2所示。 一般，無刷直流電動機的動態方程為 式中：u,ia,e,Tem分別為電機動態過程中的電壓（V）、電流（A）、感應電動勢（V）、電磁轉矩（N·m）的瞬時值；La為電樞電感，H；Ra為電樞電阻,Ω；Tem為負載轉矩，包括電動機軸上輸出轉矩和恒定阻力轉矩，N·m；TL為輸出轉矩，N·m；Kt為轉矩系數；RΩ為阻力系數；Ω為轉子機械角速度，rad /s；J為轉子轉動慣量，kg·m2；n為轉子瞬時轉速，r/min。 不考慮飽和時，永磁無刷直流電動機在正常運行中，一般可認為磁通Φ不變，故Kt為一常數。若令全部初始條件為零，對式（1）～式（4）進行拉普拉斯變換，可得 聯立式（5）～式（8），整理可得電動機角速度傳遞函數 式中:G1 （s）為電壓一角速度傳遞函數G2 （s）為轉矩一角速度傳遞函數。 若以外加電壓U（s）和負載轉矩TL（S）為輸人量，以角速度Ω（s）為輸出量，由式（5）～式（8）可得出無刷直流電動機的動態結構圖如圖3所示。 由圖3可知，無刷直流電動機本身就是一個轉子位置閉環系統，感應電動勢引人了與電動機角速度成正比的負反饋信號，增加了系統的有效阻尼；而電動機的電磁特性及電磁參數（La,Ra）和電流的上升率有關，是雙閉環控制系統電流內環上升率的依據；機械參數（Ra,TL）是決定速度環參數和穩定性的主要因素。 從圖3中無刷直流電動機動態數學模型可以看出，無刷直流電動機有兩個輸入量，一個是外加電壓信號U,另一個是負載轉矩TL；前者是控制輸入量，后者是擾動輸人量。將擾動輸人量TL的綜合點前移，并進行等效變換，可得無刷直流電動機動態等效結構圖，如圖4所示。 要控制功率開關管整流裝置總離不開控制觸發電路，因此在分析系統時往往把它們當作一個環節來看待。這一環節的輸人量是觸發電路的控制電壓Uct ,輸出量是無刷直流電動機的外加電壓U。它們之間的放大系數KS可看成常數，又由于功率開關管裝置存在滯后作用，故功率開關管的觸發與整流裝置可以看成是一個具有純滯后的放大環節，其傳遞函數可近似成一階慣性環節 速度、電流的計算和檢測可以認為是瞬時的，因此它們的放大系數也就是其傳遞函數，由式（11）、式（12）表示 知道了各環節的傳遞函數后，把它們按圖5所示的相互關系組合起來，就可以得出無刷直流電動機雙閉環控制系統的動態結構框圖。圖5表明，該速度電流雙閉環控制系統是串級控制，為了實現參數之間的匹配，必須在調節器的后級設置限幅器。圖5中WASR（S）和WACR（S）分別表示轉速PI調節器和電流PID調節器。 四、系統仿真 為了驗證系統總體設計及所采用控制策略的可行性，對整個控制系統進行了系統仿真。根據圖5的無刷直流電動機雙閉環控制系統動態結構框圖及圖2控制原理框圖，可得出在Matlab下的系統仿真結構模型如圖6所示。通過計算可求得系統執行電動機的參數La, Kt,J,Ra及RΩ等，可用來對轉速調節器采用PI控制，對電流調節器采用PID控制，兩級調節器再實現串級控制，兩級調節器的Kps,KIs,TS及Kpi,KIi,KDi,Ti等參數進行計算機仿真和整定。 由于串級PID調節器中兩級參數的不同，系統仿真的基本方法是：先分別進行內環仿真，然后將內環作為外環的一個環節進行整體仿真。在仿真過程中，電流環PID控制算法的參數整定和轉速環PI控制算法的參數整定都采用PID歸一參數整定法來確定。首先以RID歸一參數整定法確定電流環PID控制算法的4個參數Kpi；KIi, KDi和Ti，然后將電流壞看作轉速環的一個環節，再以PID歸一參數整定法確定轉速環PI控制算法的3個參數：Kps，KIS和TS。 系統仿真時，對系統且僅對雙余度稀土永磁無刷直流執行電動機的單個通道進行仿真。電機單通道技術參數為：額定電壓48V,額定轉速10000r/min,反電動勢系數Ke為0.0229V/r·min-1，極對數為2，額定轉矩為0.6 N·m，轉子轉動慣量J為1.2X10-4kg·m2，每相電樞繞組電阻為2.6Ω，電機相繞組電感L為3.62mH。 仿真時電動機空載起動，在0.4s后加入額定負載0.6N·m。圖7為電動機轉速仿真曲線圖。從圖7中可以看出，系統幾乎無超調，抗負載擾動能力強，實時性、快速響應性好，具有較好的魯棒性，可滿足電動舵機速度伺服系統的性能指標要求。 五、系統實現與測試 （一）系統的硬件實現 該EMA雙余度系統均采用轉速、電流雙閉環控制，轉速環為外環，采用PI控制，電流環采用PID控制。雙余度系統上電后，A,B通道同時工作，當A通道發生“過流”、“電源故障”、“電機缺相”、“轉子位置傳感器丟失”等故障時，系統自動切換到B通道而正常工作。 系統采用SG1525專用PWM發生器，利用GAL20V8B可編程器件進行電子換向邏輯綜合處理，使用6單元IR2130芯片實現由MOSFET功率管構成的三相橋式逆變器集成驅動；速度、電流環調節器采用LM124放大器實現串級控制和信號限幅調理。給定模擬量（-10～+10V）幅值代表BLD-CM電機的轉速大小，其限幅值與給定量相匹配。給定模擬量的一號代表電機正／反轉方向。其中，電流反饋值通過檢測直流母線回路所串聯的取樣電阻壓降來獲得，轉速反饋采用將三相轉子位置傳感器信號綜合并經f/v轉換器LM2907處理后得到，LM2907的線性度高、重復性好、頻帶寬。 （二）系統性能測試 在48V輸入電壓下，雙余度系統A,B通道分別正轉（正對轉軸順時針）或反轉（反時針）以及同時正轉或反轉時，測得電動機的機械特性如圖8所示。 用數字記憶示波器測得的無刷直流電動機控制器實際波形如圖9所示。其中，曲線1為電動機相電壓波形，曲線2為功率開關管的PWM斬波控制波形。 六、結論 通過對所建立的速度伺服系統數學模型進行仿真和系統試驗可以看出： 1．雙余度電機在同樣負載力矩下，電機轉速和電流均略高于單通道，由于電機空載轉速在12000 r/min以上，加上閉環后，通過調節PWM占空比很容易穩定在10000 r/min的額定轉速上； 2．本文所推導的系統數學模型仿真結果與實際測試結果相符，可見其近似處理在工程上是可以接受的； 3．該速度伺服系統加上舵面位置傳感器后，很容易構成位置、速度、電流三閉環伺服系統。