1 引言 近年來，各種高壓變頻器不斷出現，高壓變頻器到目前為止還沒有像低壓變頻器那樣近乎統一的拓撲結構。根據高電壓組成方式可分為直接高壓型和高低高型;根據有無中間直流環節可以分為交-交變頻器和交-直-交變頻器;在交直交變頻器中，按中間直流濾波環節的不同，可分為電壓源型和電流源型。直接高壓交-直-交變頻器直接輸出高壓，無需輸出變壓，效率高，輸出頻率不受限制，應用較為廣泛。評價高壓變頻器的指標主要有:成本、可靠性、對電網的諧波污染、輸入功率因數、輸出諧波、dv/dt、共模電壓、系統效率、能否四象限運行等。本文主要從使用高壓變頻器后對電網的諧波污染、功率因數等方面討論高壓變頻器對電網的影響，并從高壓變頻器的輸出諧波、dv/dt、共模電壓等方面討論高壓變頻器對電機的影響。變頻器對電網的影響主要取決于變頻器整流電路的結構和特性。高壓變頻器輸出對電機的影響主要取決于逆變電路的結構和特性。美國的NEMA標準中對電機諧波發熱、dv/dt等方面的相應規定，具體規定是在MGI-1993的第30節。 2 高壓變頻器對電網的諧波污染 近年來，高壓變頻器的應用越來越廣泛，由于高壓變頻器相對來說容量較大，占整個電網容量的比重較為顯著，所以高壓變頻器對電網的諧波污染問題已經不容忽視。許多場合由于采用了輸入諧波電流較高的變頻器，產生了嚴重的諧波污染問題。從本質上而言，任何高壓變頻器或多或少會產生輸入諧波電流，只是程度不同而已。解決諧波污染的辦法有二種: 一是采取諧波濾波器，對高壓變頻器產生的諧波進行治理，以達到供電部門的要求，也即通常所說的“先污染，后治理”的辦法; 二是采用產生諧波電流小的變頻器，變頻器本身基本上不對電網造成諧波污染，即所謂的“綠色”電力電子產品，從本質上解決諧波污染問題。國際上對電網諧波污染控制的標準中，應用較為普遍的是IEEE519-1992，我國也有相應的諧波控制標準。 [align=center] 圖1 6脈沖晶閘管整流電路[/align] 圖1示出了一種常見的6脈沖晶閘管整流電路結構，主要用于各種電流源型變頻器。這種整流電路結構簡單，但是輸入電流中含有很高的諧波分量，輸入電流的5次諧波可達20％，7次諧波可達12％（圖2）。由于晶閘管的快速換相會產生一定的高次諧波，可達35次以上，高次諧波會對通信線路產生一定的干擾。這種整流電路總的諧波電流失真約為30％，由于輸入諧波較高，一般要設置輸入諧波濾波器，濾波器的設計與電網參數和負載工況都有關系，一旦參數和工況發生變化，濾波器又得重新調整，十分不便，且影響濾波效果。但此方案較為經濟，一般適用于變頻器占電網負荷較小比例下安裝。 1.2脈沖晶閘管整流電路，整流器由兩組晶閘管整流橋串聯而成, 分別由輸入變壓器的兩組副邊（星型和三角形，互差30°電角度）供電。這種整流電路的優點是把整流電路的脈沖數由6脈沖提高到12脈沖, 帶來的好處是大大降低了5次和7次諧波電流。因為對晶閘管整流電路而言, 諧波電流近似為基波電流的1/h倍, h為諧波次數，h=n×p±1, 其中n是自然數, p為脈沖數。12脈沖整流結構總諧波電流失真約為10％左右（圖2）。雖然12脈沖整流電路的諧波電流比6脈沖結構大大下降, 但也不能達到IEEE519-1992標準規定的在電網短路電流小于20倍負載電流時諧波電流失真小于5％的要求。因此, 一般也要安裝諧波濾波裝置。采用12脈沖結構還能避免器件的直接串聯，變壓器也可承受變頻器產生的共模電壓中的絕大部分, 使電機絕緣不受共模電壓的影響。當然, 變壓器也要設計成為能夠承受原邊和副邊的諧波電流。 [align=center] 圖2 晶閘管整流電路的輸入諧波電流[/align] 圖3顯示了18脈沖晶閘管整流電路結構，電路由三組晶閘管整流串聯而成，變壓器三組副邊均為三角形，互差20°電角度。這個整流電路具有12脈沖結構的優點，但其總諧波電流失真小于5.6%，總諧波電壓失真小于2%，基本符合IEEE519-1992標準規定，無需安裝諧波濾波裝置。 晶閘管直流整流電路和二極管整流電路除了6脈沖結構和12脈沖結構外，還可以采取更高脈沖數的結構，如18脈沖，24脈沖，輸入諧波也會隨著降低，但會導致系統結構復雜，成本增加。 目前，大多數PWM電壓源型變頻器都采用二極管整流電路，如果整流電路采取全控型電力電子器件的PWM（高壓時一般采用三電平PWM結構）控制，其結構與逆變部分基本對稱，則可以做到輸入電流基本為正弦波，諧波成分很低，功率因數可調，且能量可雙向流動。當然系統的復雜和成本也大大增加了。這種雙PWM結構的三電平高壓變頻器預計在軋機，卷揚機等要求四象限運行和較高動態性能的場合，會取代傳統的交交變頻器。 [align=center] 圖3 18脈沖晶閘管整流電路[/align] 3 高壓變頻器的輸入功率因數 在晶閘管電流源型整流電路中，中間直流環節的電壓正比于電機線電壓額定值乘以運行點電機實際的功率因數，再乘以轉速百分比。所以，對于風機水泵等平方轉矩負載，直流環節電壓會隨著轉速的下降而很快降低，所以輸入整流電路必須將觸發角后移，這樣導致輸入功率因數很快下降。另一個解釋是，由于整流器電流和逆變器電流一般相等，負載所需的無功電流會直接“反射”到電網，導致輸入功率因數較低。我們也可以從能量轉換角度來分析這個問題。 根據變頻器輸入，輸出功率關系，有: UinIincosjinh =UoutIoutcosjout 對電流源型變頻器有Iin=Iout，所以 cosjin=（Uout/Uinh）cosjout=（f/fnomh）cosjout 式中，Uin—變頻器輸入電壓; Uout—變頻器輸出電壓; Iin—變頻器輸入電流; Iout—變頻器輸出電流; cos jin—變頻器輸入功率因數; cos jout—變頻器輸出功率因數; f—變頻器輸出頻率; fnom—變頻器輸入頻率，即電源頻率; h—變頻器效率。 可見普通電流源型變頻器的輸入功率因數較低，且會隨著轉速的下降而降低，為了解決輸入功率因數較低的問題，往往需要功率因數補償裝置，同時也起到消除部分諧波電流的作用。功率因數補償裝置既增加成本和體積，又降低了系統的效率和可靠性。在使用電流源型變頻器的場合，由于存在諧波，在一定的參數配合下，功率因數補償電路可能產生并聯諧振現象，危及電容器本身和附近電氣設備的安全，因此，并聯電容組的設計中必須考慮諧波放大問題。為了抑制諧波放大，通常可采服避開諧振點的方法，即無論是集中補償和分散就地補償的電容器組均要串聯適當的電抗器。 二極管整流電路在整個運行范圍內都有較高的功率因數，基波功率因數一般可保持在0.95以上（這是指位移因數，實際功率因數由于諧波的存在，還必須再乘以基波因數，會有所下降），一般也不必設置功率因數補償裝置。因為有濾波電容存在，負載所需的無功電流可以通過逆變器由濾波電容提供，所以一般不會反映到整流器輸入側。由于輸入功率因數較高，輸入變壓器和整流器只需處理有功電流，有利于提高系統的效率。 采用全控型電力電子器件的PWM型整流電路，其功率因數可調，可以做到接近于1，根據要求，也可做成超前的功率因數，對電網起到部分無功補償的作用。單元串聯多電平PWM變頻器功率因數較高，在整個調速范圍內可達到0.95以上。屬于“綠色”電力電子產品，但由于其成本相對較高，主要用軋機、卷揚機等要求四象限運行和動態性能較高的場合。 4 輸出諧波對電機的影響 輸出諧波對電機的影響主要有:引起電機附加發熱，導致電機的額外溫升，電機往往要降額使用;由于輸出波形失真，增加電機的重復峰值電壓，影響電機絕緣，諧波還會引起電機轉矩脈動，噪音增加。 電流源型變頻器種類很多，主要有串聯二極管式、輸出濾波器換相式、負載換相式（LCI）和GTO-PWM式等。圖4為典型的電流源型變頻器示意圖。普通的電流源型變頻器輸出電流波形和輸入電流波形極為相似，都是120°的方波，含有豐富的諧波成分，總諧波電流失真可達到30%左右。為了降低輸出諧波，也有采用輸出12脈沖方案或設置輸出濾波器，輸出諧波會有較大改善，但系統的成本和復雜性也會大大增加。輸出濾波器換相式電流源型變頻器固有的濾波器可以給６脈沖輸出電流中的諧波分量提供通路，所以速度較高時，電機電流波形有所改善。GTO-PWM電流源型變頻器電機電流質量的提高主要是通過GTO采用諧波消除的電流PWM開關模式來實現，但受到GTO開關頻率上限的限制。 [align=center] 圖4 電流源型變頻器[/align] 在PWM電壓源型變頻器中，當輸出電壓較高時，通常采取三電平PWM方式，也稱NPC（Netural Point Clamped中點箝位）方式，整流電路一般采用二極管，逆變部分功率器件采用GTO，IGBT或IGCT。與普通的二電平PWM變頻器相比，由于輸出相電壓電平數增加到3個，每個電平幅值相對下降，且提高了輸出電壓諧波消除算法的自由度，可使輸出波形質量比二電平PWM變頻器有較大的提高。為了減少輸出諧波，希望有較高的開關頻率，但這樣會導致變頻器損耗增加，效率下降，開關頻率一般不超過2kHz。如果不加輸出濾波器，三電平變頻器輸出電流總諧波失真可以達到17％左右，不能使用普通的異步電機。 普通電流源型變頻器的輸出電流不是正弦波，而是120°的方波，因而三相合成磁動勢不是恒速旋轉的，而是步進磁動勢，它和基本恒速旋轉的轉子磁動勢產生的電磁轉矩除了平均轉矩以外，還有脈動的分量。轉矩脈動的平均值為0，但它會使轉子的轉速不均勻，產生脈動，在電機低速時，還會發生步進現象，在適當的條件下，可能引起電機與負載組成的機械系統的共振。脈動轉矩主要是由基波旋轉磁通和轉子諧波電流相互作用產生的。在三相電機中，產生脈動轉矩的主要是6n±1次諧波。6脈沖輸出電流源型變頻器輸出電流中含有豐富的5次和7次諧波，5次諧波產生的旋轉磁勢與基波旋轉磁反向，7次諧波產生的旋轉磁勢與基波旋轉磁勢同向，而電機轉子的電氣旋轉速度基本接近基波磁勢的旋轉速度（二者的判別對應于電機的轉差率），所以5次諧波磁勢和7次諧波磁勢都會在電機轉子中感應產生6倍于基波頻率的轉子諧波電流。基波旋轉磁勢和6倍頻的轉子諧波電流共同作用，產生6倍頻的脈動轉矩，所以6脈沖輸出電流源型變頻器含有較大的6倍頻脈動轉矩。同樣，11次和13次諧波電流也會產生一個12倍頻的脈動轉矩。 電流源型變頻器采用12脈沖多重化后，輸出電流波形更接近正弦波，由于5次和7次諧波大大降低，6倍頻率脈動轉矩大大減小，剩下主要為12倍頻的脈動轉矩，總的轉矩脈動明顯降低。 5 輸出dv/dt對電機的影響 普通的二電平和三電平PWM電壓源型變頻器由于輸出電壓跳變臺階較大，相電壓的跳變分別達到直流母線電壓和直流母線電壓的一半，同時由于逆變器功率器件開關速度較快，會產生較大的電壓變化率，即dv/dt。較大的dv/dt會影響電機的絕緣，尤其當變頻器輸出與電機之間電纜距離較長時，由于線路分布電感和分布電容的存在，會產生行波反射作用，dv/dt會放大，在電機端子處可增加一倍以上，對電機絕緣引起損壞。所以這種變頻器一般需要特殊設計的電機，電機絕緣必須加強。如果要使用普通電機，必須附加輸出濾波器。 6 電機設計和輸出電纜選擇方面的特殊問題 由于變頻器輸出諧波會引起電機附加溫升，電機容量必須適當放大，熱參數降低使用。諧波使電機振動，噪聲增加，電機應采取低噪聲設計并避免可能產生的振動，臨界轉速必須避開整個工作轉速范圍。轉矩脈動產生的應力集中可能對電機部件引起損壞，電機關鍵部位必須加強。定、轉子槽形應不同于標準電機，以減少諧波引起的銅耗。采取絕緣軸承，在必要時軸上安裝接地碳刷以避免軸電流對軸承的損壞。由于普通變頻器輸出波形中含有高次諧波成分，因集膚效應而使線路等效電阻增加，同時，在逆變器輸出低頻時，輸出電壓跟著降低，線路壓降占輸出電壓的比例增加，因此輸出電纜的截面積應當比普通接線時放大一級。 7 結束語 晶閘管整流的電流源型變頻器（包括6脈沖結構和12脈沖結構）有較大的輸入諧波電流，一般要設置輸入諧波濾波器以滿足有關部門對電網諧波失真的要求，或者采取更高輸入脈沖數的結構。其輸入功率因數較低，且會隨著轉速的下降而降低，一般都要設置功率因數補償裝置。二極管整流的電壓源型變頻器在6脈沖輸入結構時，輸入諧波電流較大，需要采取濾波措施，12脈沖結構時，諧波電流失真接近標準要求，在要求不是很高等場合可以直接使用。其輸入功率因數較高，一般不必采取功率因數補償措施。采用全控型電力電子器件的PWM型整流電路，輸入諧波很低，功率因數可調，不必采取諧波濾波器和功率因數補償裝置，屬于“綠色”電力電子產品，但由于其成本相對較高，主要用軋機、卷揚機等要求四象限運行和動態性能較高的場合。 電流源型變頻器由于存在輸出諧波和共模電壓對電機的影響等問題，電機需降額使用和加強絕緣，使其應用受到極大的限制。三電平電壓源型變頻器存在輸出諧波的dv/dt等問題，一般要設置輸出濾波器，否則必須使用專用電機。一般使用于風機和水泵等不要求四象限運行的設備。 參考文獻 [1] 韓安榮. 通用變頻器及其應用技術[M]. 北京:機械工業出版社,2000. [2] 陳伯時. 交流調速系統[M]. 北京:機械工業出版社,1998.