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    摘要：同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源，隨著各類應用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設計方案。比如應用于無線局域網(wǎng)的負載點(PoL)電源，輸入電壓越來越寬，工作頻率、功率密度也越來越高，隨著技術的發(fā)展，甚至可將整個電源系統(tǒng)集成在單個封裝中。同步降壓穩(wěn)壓器其電路結構本身非常簡單，但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設計，還是有著不少的技術挑戰(zhàn)，必須對穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時還需完成大量的計算工作。本文將介紹快速設計出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術，以及安森美半導體的PowerSupplyWebDesigner在線設計工具，幫助工程師解決所面臨的技術挑戰(zhàn)。

1動態(tài)性能的設計

    設計一個可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿足其動態(tài)性能指標如負載響應能力。而輸出電感、電容的選擇會直接影響到穩(wěn)壓器的動態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設計通常是從選擇輸出電感和電容開始。

1.1選擇電感

    從電路設計的角度，為實現(xiàn)快速瞬態(tài)響應，必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會增加電感電流紋波，導致電感中有效電流值增加而使得導通損耗增大，同時所導致的峰值電流的增加，也會大大增加控制管的開關損耗。

    使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關損耗，但電感太大不僅會導致相對較大的直流阻抗，產生較高的電感損耗，還會降低穩(wěn)壓器的負載響應能力，從而降低穩(wěn)壓器的動態(tài)性能。

    為選擇適當?shù)碾姼校ǔ？杉俣娏骷y波ΔILO為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計算出合適的電感值。

    tDEAD(ON)是在檢測到Q1柵極關斷和Q2VGs達到閾值之間的總的死區(qū)時間。

    tDEAD(OFF)是在檢測到Q2柵極關斷和Q1導通之間的總的死區(qū)時。

    tDEAD(ON)是在檢測到Q1柵極關斷和Q2開始導通之間,驅動器的內部調節(jié)的或可編程的延遲時間(自適應死區(qū)時間)

    tDEAD(OFF)是在檢測到Q2柵極關斷和Q1開始導通之間,驅動器的延遲。通常遠遠超過tDEAD(ON)以避免誤觸發(fā)Q2

    PRgate是分布于Q2內部柵極阻抗的損耗。

    PGDRV是儲存在柵極電容的能量。

    RDRV(SRC)是Q2導通(源電流)時Q2驅動的內部阻抗。

    RDRV(SNK)是Q2關斷(汲電流)時Q2驅動器的內部阻抗。

    gFS是MOSFET的正向跨導

    VSPEC是當MOSFET阻抗為RDS(ON)時的柵極電壓。

    CISS是當VDS接近0V時的輸入電容,約為數(shù)據(jù)表中CISS典型值的1.25倍。

    輸出電容及反向恢復損耗與同步管Q2的Coss及Qrr有關,主要耗散于控制管Q1。如圖4所示。

圖4Q2的損耗對比

    Q2的導通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開關損耗PSW只是隨著VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導通損耗PDcond和柵極驅動損耗PRgate都與VIN無關。因此，當VIN為最大時，Q2損耗最大。

    綜上所述，當VIN為最大或最小時，Q1+Q2總的損耗最大。進行計算時，必須同時考慮Q1和Q2的相互影響。

3設計示例

    以下通過一個設計示例,演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的優(yōu)化選擇。如果要設計一個輸出為5V、10A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓VIN=8-16V，工作頻率FSW=350kHz。考慮到20%的安全裕量及開關節(jié)點的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30V以上、額定電流IDCONT額定值≥10.3A的MOSFET。然后，根據(jù)具體的應用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示，我們選擇采用5x6mmPQFN(Power56)封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導體的產品陣容中有超過150個器件供選擇，我們需再進一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個器件。

圖5 Q2的損耗對比

    對于Q2，VIN=VINMAX時損耗最大。圖5所示的12個器件中，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2寄生參數(shù)會影響Q1的開關損耗，最小Q2損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實現(xiàn)最高能效。

圖6 Q1的損耗對比

    對于Q1，VIN=VINMAX或VINMIN時損耗最大。圖6所示的12個器件中，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在VIN=VINMAX和VINMIN時有最低的最大損耗的Q1。

    為優(yōu)化轉換器能效，首先根據(jù)VIN選擇損耗最小的Q1，然后選擇產生損耗最小的Q2。本例中，無論VIN最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS(但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時)，如圖7所示。

圖7 優(yōu)化組合Q1和Q2

    由于當VIN=VINMAX或VINMIN，Q1+Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進行對比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖8所示，選用FDMS8027S為Q1，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時，Q1+Q2的最大損耗最低。

圖8 Q1和Q2總的損耗對比

    快速設計高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的工具：PowerSupplyWebDesigner

    上述設計示例表明，在設計同步降壓穩(wěn)壓器時，為選擇最佳的Q1和Q2需進行大量繁瑣復雜的計算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設計，安森美半導體提供了強大的在線設計平臺PowerSupplyWebDesigner，加速FET優(yōu)化，如圖9所示。

圖9PowerSupplyWebDesigner在線設計平臺

    通過PowerSupplyWebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具PowerTrainLoss，工程師可輕松對比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動排除超過TJ限制的器件，選擇設計裕量和工作溫度范圍，選擇單個或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻,立即計算出不同的Q1+Q2組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2后，工程師可獲得輸入電壓范圍和負載范圍內功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據(jù)各類曲線和功率回路能效匯總表針對不同的設計進行完整的分析、比較。最后，PowerSupplyWebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖、Excel格式的器件清單、完整的PDF設計報告，工程師可在線保存，便于以后參考或修改。

4總結

    為滿足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設計趨勢，在進行同步降壓穩(wěn)壓器的設計時，需從動態(tài)性能、能效設計等方面綜合考慮。通過仔細調整元器件值，能夠相對容易地實現(xiàn)優(yōu)化的動態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術通常較為繁瑣復雜。安森美半導體的PowerSupplyWebDesigner可幫助簡化設計流程，加速MOSFET優(yōu)化選擇。