1引言

高壓變頻裝置在能源與電能變換扮演著重要角色，廣泛應用于油氣輸送、空氣壓縮機、抽水蓄能等大功率工業領域。為提高效率，通常采用增加額定電壓的方式來減少通態損耗。多電平變頻器可輸出更高的電壓等級，且采用低耐壓的功率開關器件，輸出電壓諧波畸變率小，電磁干擾低，已成為大功率交流傳動領域的有效解決方案。

多電平變頻器的實現主要有中點箝位拓撲結構和兩電平H橋級聯拓撲結構等兩種方式。

中點箝位多電平變頻器的優點是結構簡單，易實現能量回饋，但在大于三電平的變頻器中，直流電容電壓的平衡比較困難，從而限制了電平數的提高。兩電平H橋級聯多電平變頻器通過單元級聯可以輕易地獲得更多電平，器件耐壓要求低，但結構復雜，系統的動態性能難以提升，能量回饋困難，只適合性能要求不高的應用場合[1,2]。

針對這兩種多電平拓撲的優缺點，Lai等人提出了NPCH橋多電平結構。采用此結構可以在一定程度上簡化系統，并減少高壓隔離的直流電源數量。目前市場上已有此類產品，如ABB公司的ACS5000變頻器、TMEIC公司的TMdrive-XL85系列變頻器等。

本文針對NPCH橋式五電平變頻器，研究了其拓撲結構和調制策略等問題，結合PSIM仿真和樣機實驗進行了分析與驗證，給出了調制波移相調制方式的實際應用情況。

2NPCH橋功率單元

圖1給出了NPCH橋五電平變頻器A相的拓撲結構。每相由2個三電平橋臂以H橋方式連接組成。其中，為功率開關器件，且每個開關器件均反并聯續流二極管，每個橋臂均有兩個箝位二極管，直流側電壓為2E，變頻器單相輸出電壓為。

圖1NPCH橋五電平變頻器A相拓撲結構

NPCH橋五電平變頻器與NPC三電平變頻器相比，其相電壓有5個電壓等級，減小了輸出電壓的和諧波畸變率THD。由于沒有開關器件的串聯，所以消除了功率開關器件的動態和靜態均壓問題。采用三次諧波注入的正弦脈寬調制方式時，各相輸出電壓的有效值為

    是單相輸出電壓基波有效值，是直流側電壓，M為調制系數。當直流側電壓時，輸出線電壓有效值。當輸出電流有效值為1.75kA時，NPCH橋五電平變頻器輸出功率可達到20MW。

圖2所示為基于IGCT的20MWNPCH橋電平變頻器拓撲結構。變頻器各相包括兩個完全相同的6脈波二極管整流器，分別由移相變壓器二次側兩個三相對稱繞組供電，從而減小進線電流的諧波畸變率。

圖220MWNPCH橋五電平變頻器拓撲結構

3載波層疊調制策略

載波層疊脈寬調制策略的基本原理是使用一個正弦調制波與幾個三角載波進行比較，在正弦波與三角載波相交的時刻，進行相應的開關切換，以實現特定電平的電壓輸出。

本文中NPCH橋五電平變頻器采用的載波層疊控制策略，根據載波和調制波的不同，可分為載波同相層疊(PhaseDisposition，PD)調制方法、正負反相層疊(PhaseOppositeDisposition，POD)調制方法和載波交替反相層疊(AlternativePhaseOppositeDisposition，APOD)調制方法[4,5]。另外，還有調制波移相（ModulationWavePhaseShift，MPS）的調制方法。

    依據相關文獻[4]分析可知，三種載波層疊調制方法中，載波同相層疊PD調制輸出線電壓諧波頻譜特性最好。定義和分別為調制波的頻率和幅值，和分別為三角載波的頻率和幅值，載波比，調制系數，為調制波角頻率，為三角載波角頻率，E為半邊直流電壓，為n階第一類貝塞爾函數。

3.1載波同相層疊（PD）

圖3所示為應用于NPCH橋五電平變頻器的載波同相層疊調制方式。三角載波vc1、vc2、vc3、vc4相位和幅值相同，但在垂直方向以相同的相位上下排列疊加。

圖3NPCH橋五電平變頻器的PD調制

    當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通。這樣產生了4路獨立的門極開關信號，進而根據開關器件控制信號間的互補關系，可得到8個開關器件的門極控制信號。

    通過雙變量控制的傅立葉級數分析PD調制的諧波頻譜特性，雙變量控制波形的傅立葉級數表達式為：

    變頻器A相輸出相電壓和線電壓的傅立葉級數表達式如式（3）、式（4）所示：

    NPCH橋五電平變頻器采用PD調制方式時，其輸出相電壓的諧波含量主要為載波倍頻附近的邊帶諧波，由于零值上下的載波不對稱，所以輸出的相電壓不滿足二分之一周期對稱的關系，因此包含偶次諧波。其諧波分量主要為奇次載波倍頻及其附近的偶次邊帶諧波、偶次載波倍頻附近的奇次邊帶諧波，如等。輸出線電壓的諧波分布與相電壓基本一致，相電壓中的三次諧波分量被消除。

3.2調制波移相（MPS）

    針對NPCH橋五電平變頻器，可將三相左、右橋臂分別看作兩個NPC三電平變頻器，相當于兩個NPC三電平變頻器的級聯，圖4所示為適用的調制波移相調制方式。調制波和具有相同的頻率和幅值，超前的角度為θ。三角載波和相位和幅值相同，但在垂直方向以相同相位上下排列疊加。

圖4NPC/H橋五電平變頻器的MPS調制r

    當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通；當調制波時，開關器件導通。這樣產生了4路獨立的門極開關信號，根據開關器件控制信號間的互補關系，也可得到8個開關器件的門極控制信號。

    令調制度ma=0.95，當移相角θ=300時，輸出相電壓為三電平、線電壓為五電平；當移相角θ=800時，輸出相電壓為五電平、線電壓為七電平；當移相角θ=1800時，輸出相電壓為五電平、線電壓為九電平。

    令移相角θ=1800，當ma=0.4時，輸出相電壓為三電平、線電壓為五電平；當ma=0.6時，輸出相電壓為五電平、線電壓為七電平；當ma=0.9時，輸出相電壓為五電平，線電壓為九電平。

    本文采用移相角θ=180的調制波移相調制方式。通過雙變量控制的傅立葉級數分析其諧波頻譜，變頻器A相輸出相電壓和線電壓的傅立葉級數表達式如式（5）、式（6）所示：

    由式（5）及（6）可知，五電平變頻器輸出相電壓頻譜中不含偶次諧波，且偶次載波倍頻附近存在奇次邊帶諧波，如等；線電壓中三倍頻邊帶諧波被消除，只包含次等諧波，且不含偶次諧波。

4仿真驗證

    在PSIM仿真軟件中搭建NPCH橋五電平變頻器仿真模型，直流側電壓，調制波頻率，三角載波頻率，載波比，調制系數M=0.9，負載采用RL阻感負載。

    相電壓VAN和線電壓VAB的仿真輸出波形如圖5所示。對三種調制方式的相電壓VAN和線電壓VAB進行FFT頻譜分析，表1為不同調制方式輸出波形諧波次數的比較。

(a)PD調制

(b)MPS調制

圖5相電壓VAN和線電壓VAB的輸出波形

(VAN/（kV/格）;VAB/（kV/格）;t/（5ms/格）)

表1不同調制方式諧波次數的比較

 由表1可知，變頻器分別采用PD調制和MPS調制時，輸出相電壓和線電壓頻譜分布與理論公式計算結果一致，驗證了雙變量控制傅立葉級數分析的正確性。

PD調制的相電壓頻譜最主要的諧波是第一載波分量，低次諧波含量較高；MPS調制的相電壓頻譜的最主要的諧波是2倍載波頻率附近的邊帶諧波，易于濾除；采用PD調制輸出相電壓THD為32.60%，采用MPS調制輸出相電壓THD為32.92%，二者區別不大。

當系統處于低調制度工況時，PD調制方式的應用中，每相在一個周期內只有右橋臂開關動作，左橋臂不發生開關動作，會造成左、右橋臂器件的開關頻率不平衡，影響功率器件的熱分布，限制了變頻器的輸出容量。若以固定的周期進行左、右橋臂控制信號的切換，實現功率器件的熱平衡，則增加了控制方式的復雜性，降低了系統運行的可靠性。MPS調制方式，則可自動實現左、右橋臂功率器件等效開關頻率的平衡分布，有利于系統的安全可靠運行。

5HD8000變頻器實驗與應用

基于本文研究的調制策略，禾望電氣成功研制出HD8000系列變頻器，如圖6所示。系統主電路結構如圖2所示。系統采用模塊化結構設計，功率開關器件采用4.5kV/4kAIGCT，半邊額定直流電壓2.5kV，輸出頻率0～80Hz，控制系統采用數字信號處理芯片TMS320F28346結合現場可編程門陣列FPGA實現。

圖6HD8000系列變頻器外觀

Fig6TheappearanceofHD8000inverter

圖7(a)所示為HD8000系列變頻器空載輸出電壓電流波形（線電壓測量采用電阻分壓測量方式，顯示值為實際值的1/4），圖7(b)所示為HD8000系列變頻器感性負載滿電流實驗波形。

(a)空載滿電壓實驗波形

(1：線電壓波形；2：負載電流波形)

(電壓/(2kV/格)；電流/(100A/格)；t/(10ms/格))

(b)感性負載滿電流實驗波形

(1：器件端電壓；3：A相負載電流；4：B相負載電流)

(電壓/(1kV/格)；電流/(1kA/格)；t/(5ms/格))

圖7HD8000系列變頻器實驗波形

Fig7ExperimentresultsofHD8000inverter

圖8所示為在不同調制系數下，變頻器A相左右橋臂輸出電壓波形。可見，低調制度工況下，調制波移相調制方式仍然可以保證左、右橋臂開關頻率平衡。

(a)M=0.99

(b)M=0.3

圖8不同調制度下，A相左、右橋臂電壓波形

(電壓/(20V/格)；t/(5ms/格))

Fig8ExperimentresultsofvoltagewaveformsfortwolegsofphaseAwithdifferentmodulationindex

HD8000系列變頻器額定輸出電壓6.6kV，額定輸出電流1.75kA，輸出容量達到20MW，可廣泛應用于大型風機、水泵等無需能量回饋的大功率領域。目前，HD8000系列變頻器已成功應用于油氣輸送領域。

6結論

本文對NPCH橋五電平變頻器的拓撲結構和調制策略進行了分析研究。傅立葉級數分析和仿真結果表明，載波同相層疊調制方式低次諧波含量高，且不適用于低調制度的工況，而調制波移相方式則具有較好的性能和適應性。禾望電氣HD8000系列變頻器上的負載實驗驗證了該調制策略的正確性和有效性，該系列的變頻器已成功應用于油氣輸送領域。