[b]1 引言 [/b] 在變頻家電行業，交直交變頻器的應用越來越廣泛。這種變頻器的前級一般都采用不可控整流橋和電解電容濾波，在網側產生了嚴重的諧波電流污染，致使產品不能通過iec61000-3-2和iec61000-3-12[sup][1-2][/sup]，所以必須在這些裝置的前級加裝有源功率因數校正器。傳統的有源功率因數校正器，屬于一種完全有源pfc，雖然校正效果良好，但是大功率情況下，功率器件損耗較大，發熱也比較嚴重。文獻[3]提出的部分pfc電路，其實質屬于一種buck型pfc電路，雖然校正效果和效率都很好，但是由于斬波區間電角度不可調，在大功率情況下，直流側電壓跌落比較厲害，造成后級逆變器系統調制度的減小，降低了電動機的恒轉矩范圍。另外部分pfc電路在斬波區間采用開關頻率固定的調制方案，使得系統在開關頻率附近產生較強的emi，如果采用開關頻率變化的調制策略則將大大降低開關頻率附近的emi。 鑒于上述幾點，本文基于無橋pfc這種高效率的電路拓撲，采用開關頻率調制方式研究了一種新型的部分有源pfc電路，通過調節斬波區間的電角度去調節直流母線電壓，屬于一種buck-boost型的變換器。通過理論分析揭示了無橋pfc電路的本質，并進行了仿真分析和實驗研究。 2 部分pfc電路的原理分析 [b] 2.1 傳統的部分pfc電路 [/b] 文獻[3]提出的部分pfc電路，基于傳統的單相boost拓撲如圖1所示，采用固定電角度斬波的雙端脈沖控制方案如圖2所示。 [align=center]圖2 固定電角度的雙端脈沖控制方案 [/align] 圖1所示的傳統單相pfc電路一共使用了六個功率器件，在電路工作的每一個時刻都有3個功率器件處于工作狀態，具有損耗較大，成本過高等不足，且電路不對稱，因此emi也較強。圖2所示的部分pfc采用的固定電角度的雙端脈沖控制方案，在輸入電源的正/負周期內，在電源電壓較低的區間（0-θ[sub]1[/sub]和θ[sub]2[/sub]-π）內，對功率開關s進行控制，在電源電壓峰值附近的區間內（θ[sub]1[/sub]-θ[sub]2[/sub]），功率開關s始終處于關斷過程。一般情況下，θ[sub]1[/sub]取π/3，θ[sub]2[/sub]取2π/3。采用上述斬波電角度不變的雙端脈沖控制方案，在大功率輸出情況下，直流母線側電壓跌落得比較厲害，這將降低變頻器后級電動機的恒轉矩范圍。因此，傳統的部分pfc電路，效率偏低，只適合于對直流母線電壓要求不高的中、高功率應用場合。 [b]2.2 新型無橋部分pfc電路 [/b] 基于傳統的部分pfc電路的兩點不足，本文采用高效率的無橋pfc拓撲見圖3和可變電角度的雙端脈沖控制方案見圖4來設計改進的部分pfc電路。 圖3所示的無橋pfc拓撲[sup][4-5][/sup]，電路結構簡單，只采用了4個功率器件，在電路工作的每一時刻，只有兩個功率器件處于工作狀態，與圖1所示的傳統單相pfc電路相比，在相同工作條件下降低了一個功率器件的損耗，因此損耗較低，效率較高，而且電路完全對稱，也有利于降低系統的emi。 圖4所示為本設計采用的可變電角度的雙端脈沖控制方案。與圖2所示的傳統的固定電角度的雙端脈沖控制方案不同的是，在電源電壓的正/負半個周期內，在0～θ[sub]1[/sub]時間，因為電源電壓很低，此時即使調節占空比接近100%，電流上升也非常緩慢，因此在0～θ[sub]1[/sub]時間內并不控制功率開關對輸入電流進行斬波；在θ4～π時間，同樣不對電源電壓進行斬波，而是利用電感的續流作用，讓輸入電流自然下降為零。在電源電壓的θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]時間內控制功率開關工作讓電路處于強迫整流狀態；而在電源電壓較高的θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]的時間內，讓功率開關停止工作從而讓電路處于自然整流狀態。θ[sub]2[/sub]、θ[sub]3[/sub]的時刻由負載功率決定，負載越大，有源pfc作用時間θ2值就越大，一般情況下，電角度θ[sub]2[/sub]與θ[sub]3[/sub]互補。 采用上述脈沖控制方案，可以根據負載大小通過調節電角度θ[sub]2[/sub]方便的對直流母線電壓進行調節。其中理論上θ2變化范圍可從0～π/2，一般為了得到較好的電流校正效果，實際應用中θ[sub]2[/sub]一般取π/3～π/2。當θ[sub]2[/sub]較小時候，得到的直流母線電壓將低于輸入交流電壓的峰值，此時電路屬于buck型；當θ2為π /2時，電路工作與完全pfc狀態相同，此時直流母線電壓將遠高于輸入交流電壓的峰值，屬于boost型。因此，這種改進的部分pfc電路屬于一種buck-boost型pfc電路。 [b]2.3 采用開關頻率調制降低系統emi的實現 [/b] 傳統的部分pfc電路在斬波區間一般采用開關頻率不變的調制方式，因而造成在開關頻率及其整倍數附近具有較強的emi。而采用開關頻率調制方式，可以大大降低了系統的emi強度。部分pfc本身就包含了一種特殊的開關頻率調制方式，再加上mcu的使用，更有利于實現開關頻率的調制。 圖5中實線給出了開關頻率在半個電源周期的變化規律。在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]的強迫整流時間內，開關頻率沿著倒正弦曲線變化，最大變化范圍為9khz～10khz，調制深度為10%左右，比較最佳。電源電壓最高時對應開關頻率最小，電源電壓最小時對應開關頻率最大。在0～θ[sub]1[/sub]、θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]和θ[sub]4[/sub]～π的自然整流階段，開關頻率變為零。 采用按照上述規律變化的開關頻率調制方式，可以使得電源側高頻傳導emi在更寬的頻譜范圍內分散，有利于降低系統平均emi和準峰值emi，彌補無橋pfc共模傳導騷擾強的缺點，簡化輸入emi濾波器的設計。 2.4 blpfc的本質 無論無源與有源pfc電路，當功率因數校正效果滿意時，直流電解電容的電壓必定為直流分量疊加一個頻率為2ω[sub]1[/sub]、相位滯后電源電壓π/2的交流紋波電壓，ω[sub]1[/sub]為電源的角頻率。由圖3所示的單相無橋pfc電路和圖4的雙端脈沖控制方案，可知要想在電解電容上得到的直流電壓，在電源正半周期內，橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的包絡線應該與電解電容上紋波電壓的波形相一致；在電源負半周期內，ν[sub]ab[/sub]的包絡線應該與電解電容上紋波電壓的包絡線關于橫軸對稱，兩者關系如圖6所示。 圖6中曲線1為橋前電壓νab的波形，曲線2為電解電容上直流紋波電壓波形，兩者的幅值相差兩個整流二極管的正向管壓降。 在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]的時間內，由于功率開關處于斬波狀態，所以橋前電壓νab為不連續脈沖形式，但是脈沖的包絡線與電解電容上電壓的波形一致。圖10所示的橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的頻率為ω[sub]1[/sub]，從形式上看包含有頻率2ω[sub]1[/sub]的諧波分量。但是由于圖3所示的無橋pfc電路在結構和控制上嚴格對稱，使得偶次諧波電流含量大為降低，電路中只應包含奇次的諧波電流分量。鑒于圖6所示的橋前電壓波形與采用諧波電抗器等串聯無源pfc的橋前電壓波形相類似，因此無橋pfc電路具有一般串聯補償提高功率因數的特點，屬于串聯補償方案。 傳統有源完全pfc也具有一般串聯補償提高功率因數的特點，表現在快速恢復二極管整流陽極對直流地的電壓波形具有類似無橋pfc橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的電壓規律，如圖7所示。圖7中曲線1為橋前電壓ν[sub]ab[/sub]的波形，曲線2為電解電容上直流紋波電壓波形，兩者的幅值相差一個frd正向管壓降。 3 無橋部分pfc電路的仿真與分析 [b]3.1 仿真平臺的建立 [/b] 利用simulink仿真軟件建立的部分有源pfc的仿真電路，見圖8。功率電路同圖3所示的無橋pfc拓撲，l1和l2為兩個電感量相同按照差模方式繞制的共鐵芯電感，電感總量為5.5mh，r2為功率3.5kw的恒功率負載（可以任意設計輸出功率），輸入交流電源電壓220v/50hz，輸出電容e1為1880μf。控制電路部分按照圖4所示的脈沖發送規律，在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]控制功率開關s1和s2對輸入電壓進行斬波，通過合適的倒正弦波和三角波的比較來調節占空比的變化規律；在θ[sub]2[/sub]～θ[sub]3[/sub]時間內，關斷s1和s2 使電路處于自然整流狀態，其具體電路不再提供。下面給出θ[sub]2[/sub]為π/3與5π/12兩種情況下的仿真結果比較，并說明增大θ[sub]2[/sub]可以增加直流回路電壓的平均值。 [b]3.2不同情況下的輸入電流和輸出直流電壓波形 [/b] θ[sub]2[/sub]=π/3和θ[sub]2[/sub]=5π/12兩種情況下的輸入電流波形見圖9，直流輸出電壓波形見圖10。由圖9可見，當θ[sub]1[/sub]由π/3增加到5π/12時，輸入電流的波形明顯變得光滑，波形畸變減弱，有利于進一步提高網側的功率因數。由圖10可以看出，當θ[sub]2[/sub]從π/3提高到5π/12時，輸出電壓提高了15v左右。在家電產品應用領域例如變頻空調中，存在著由于負載增加而導致輸出電壓降低，從而影響電機恒轉矩范圍的問題。在無橋部分有源pfc電路中，通過適當調整θ[sub]2[/sub]可以方便的提高輸出電壓，從而提高電機的恒轉矩范圍，使這一問題得到了方便的解決。 理論上隨著θ2的增加，期望輸出的直流平均電壓越高，最大值應為電網電壓的峰值。為了驗證這一認識，令θ[sub]2[/sub]=π/2，各種仿真條件完全保持不變，令輸出直流電壓為318v，此時只在輸入電流最大值很小的鄰域出現自然整流狀況，直流電壓平均值為308.3v，直流電壓紋波峰峰值為20.0v。輸入電流與輸入電壓波形見圖11，直流電壓紋波波形見圖12。說明期望輸出電壓略高于輸入電壓峰值一個增量，才會發生短時臨界自然整流過程，高于輸入電壓幅值的增量部分屬于線路自然整流。 [b]3.3 電解電容紋波電壓和橋前電壓波形的對比 [/b] θ[sub]2[/sub]=5π/12時，電解電容直流紋波電壓與橋前電壓的波形見圖13。由圖13 可見，電解電容上的直流紋波電壓頻率為2ω[sub]1[/sub]，是電源電壓頻率的2倍，滯后電壓π/2；橋前電壓u[sub]ab[/sub]在強迫整流階段波形為不連續的脈沖形式，在自然整流階段波形連續，整個波形的包絡線與電解電容上直流紋波電壓的波形相一致，幅值上相差兩個二極管的壓降。u[sub]ab[/sub]的頻率為ω[sub]1[/sub]，變化趨勢跟隨電源電壓。 對圖13所示的橋前電壓波形進行傅立葉分析，結果見圖14。從圖14中可見，橋前電壓uab主要成分為基波和奇次諧波電壓，偶次諧波分量可以忽略不計。基波電壓主要形成電解電容電壓的直流分量和2ω[sub]1[/sub]次紋波電壓，其他奇次諧波電壓對直流分量形成較少和產生倍頻的高次紋波電壓。所得的直流回路電壓fft波形見圖15。 4 無橋部分pfc電路的實驗與分析 [b] 4.1電路拓撲的確立 [/b] 根據以上理論分析和仿真結果，設計了基于無橋拓撲的部分有源pfc電路，見圖16。該電路包括功率電路和控制電路。其中功率電路由濾波電感l1、l2，無橋pfc智能模塊（如圖20中虛線所示）以及濾波電容c1、c2和電解電容組e1 組成，與傳統有源pfc電路相比，電路所用元器件的數目大大減少。 設計電路的額定輸出功率為3.5kw，控制器采用st的8位單片機st7mc1k2，主頻16mhz。交流電網輸入電壓范圍為150v～265v；電網電壓最低時，效率最低為90%；功率因數不低于0.95；為了降低系統的emi強度，采用開關頻率調制的方案，使開關頻率在9khz～10khz之間變化，通過改變單片機的pwm定時時間來實現。取電容值為1410μf（用三只470μf/400v電解電容并聯），總電感量為5.5mh。根據電路的輸出功率選用fairchild公司生產的無橋pfc智能功率模塊fpab50ph60[sup][6][/sup]。 [b]4.2 開關頻率調制的實現 [/b] 開關頻率的變化規律按照圖4所示的規律變化。考慮到正弦函數在θ[sub]1[/sub]～θ[sub]2[/sub]和θ[sub]3[/sub]～θ[sub]4[/sub]時間內的線性度比較好，因此在實驗中采用線性函數去近似正弦函數的這一段，并通過單片機軟件編程來實現。 按照傳統有源pfc電路的輸出電壓與輸入電壓的關系，得到部分有源pfc在強迫整流階段的輸出電壓與輸入電壓關系為u[sub]dc[/sub]/│vin（t）│1/（1-d），d為驅動脈沖的占空比，可得驅動脈沖占空比的變化規律為d=1-│vin（t）│/ u[sub]dc[/sub]。實際操作時，應該根據負載輕重、電解電容的容量等因素對計算得到的d進行適當調節，確保得到的輸入電流的正弦度高和各次諧波含量滿足相關標準。 [b]4.3 實驗結果與分析 [/b] 在輸出功率從輕載到重載3.5kw的范圍內，分別測試了θ[sub]2[/sub]=π/3和θ[sub]2[/sub]=5π/12時對應的實驗情況。結果表明，由于sin（5π/12）-sin（π/3）≈0.1，θ[sub]2[/sub]=5π/12這種情況的潛在輸出直流電壓平均值高于前者1/10電網電壓的幅值，大約31v左右。但是由于滿足iec61000-3-2標準的pwm脈沖解有無窮多種，θ1偏低也能獲得較高的輸出直流電壓，這也與電解電容容量和負載輕重有關。 其中一組實驗情況為：輸入電壓220v，電阻負載50ω。當θ[sub]1[/sub]=π/3時，測得輸入有功功率為1.72kw，功率因數0.99，輸入電流總有效值7.68a，輸出電壓288v，紋波電壓最大峰峰值為13.9v，對應的試驗波形見圖17；當θ[sub]1[/sub]=5π/12時，測得輸入有功功率為 1.80kw，功率因數0.99，輸入電流總有效值8.15a，輸出電壓298v，紋波電壓最大峰峰值為19.9v，對應的試驗波形見圖18。 比較圖17和圖18可知，當θ[sub]1[/sub]從π/3提高到5π/12時，輸入電流明顯變得光滑，正弦度增加，輸出電壓也提高了10v左右，從而驗證了上述分析的結果。 由實驗結果得知，在整個功率范圍內，采用無橋拓撲的部分pfc都能獲得良好的校正效果和較高的功率因數。并且通過調節有源pfc的作用時間（具體通過調節θ[sub]2[/sub]實現），可以方便的調節輸出直流電壓的大小。為了適應不同的國家電網標準，設計適應電網頻率為60hz時部分pfc。硬件電路不變，限于頻率的改變，個別電路比如電流檢測電路輸出的信號需要調整，需要修改pwm模式，控制電路不變，同樣獲得了非常滿意的實驗效果。 5 結束語 本文提出了一種斬波電角度可調節的無橋部分有源pfc電路，通過調節斬波電角度，可以方便的調節直流側的輸出電壓，屬于一種buck-boost型的pfc電路。解決了原有部分pfc方案在大功率情況下，直流側電壓跌落嚴重導致電動機恒轉矩范圍變窄的問題。同時采用開關頻率調制的方案，降低了開關頻率及其整數倍附近的emi。在理論分析、仿真分析與實驗測試后，可以使得各種負載下交流輸入側的各次諧波電流均滿足iec61000-3-2標準，中等負載下輸入功率因數高達0.99，輕載下輸出直流平均電壓接近電網電壓幅值，重載下輸出直流平均電壓不低于電網電壓幅值40v，能夠提高后級逆變器的調制度，改善電動機的調速特性。該方案尤其適用于輸出電壓要求為buck型、功率較高、對emi要求較高的pfc應用場合，尤其適用于大功率的pfc應用場合，具有很好的應用前景。 [b]作者簡介 [/b]王 晗（1982-） 男 現為上海交通大學電氣工程系在讀博士生，研究方向為電力電子與電力傳動。 [b]參考文獻 [/b][1] iec 61000-3-2: 1995 “electromagnetic compatibility part3: limits-set.2: limits for harmonic current emission （equipment input current≤16a per phase）” [2] daniel m. mitchell. ac-dc converter having an improved power factor”, patent no. us 4,412,277. rockwell corp,1983 [3] 楊興華. 新型部分有源功率因數校正電路的分析與實現. 電氣應用,2007,26（7）: 54-57 [4] lu b, brown r, soldano m. bridgeless pfc implementation using one cycle control technique. twentieth annual ieee apec,2005 [5] srinivasan r, oruganti r. a unity power factor converter using half-bridge boost topology. ieee transactions on power electronics [6] fairchild. fpab30ph60 datasheet, jan, 2006