前言

　　隨著電力電子技術的迅猛發展，以變頻器、同步電機勵磁設備、開關電源為代表的典型非線性設備得到了廣泛的應用，這些設備在運行中會注入大量諧波電流到公共電網中，帶來了一系列的問題，諸如鐵磁諧振，線路損耗， 電能質量變差等。為了解決這個問題，有源電力濾波技術　(Active Power Filter， APF)迅速發展起來。

      APF技術迄今已經比較成熟，從拓撲結構上看，以三相全橋脈寬調制(Pulse Width Modulation， PWM) 變流器為主流拓撲，這種拓撲結構的缺點是輸出電壓低， 無法直接接入高壓電網，其接入高壓電網的方式為多臺APF設備并聯之后通過升壓變壓器接入中壓電網，如圖1所示，這樣做的缺點很明顯，由于變壓器是含鐵芯的感性設備，一方面，APF發出的高次補償電流在通過變壓器的時候被衰減了一部分，次數越高衰減程度越大，這樣就影響了諧波補償的效果。另一方面，這些補償電流引起了鐵芯明顯發熱甚至磁路飽和，危害變壓器的正常運行。

圖 1 APF 設備并入高壓電網示意圖圖 

        從控制方案上看，其以電流控制為目標，相關的控制策略有滯環控制、諧振控制、同步旋轉坐標系控制等等。滯環控制的特點是控制響應速度快、控制結構簡單、魯棒性好， 其缺點在于開關頻率不固定、滯環寬度設計困難， 難以引用在大功率設備上。諧振控制可以理解為正弦信號的廣義積分，在特殊頻率點有無窮大增益， 從而使系統對該頻率的穩態跟蹤誤差理論上為零，但在工程實際應用中，理想的諧振控制器會帶來穩定性的問題， 且當實際諧振頻率與設計的諧振頻率存在偏差時，開環增益明顯下降， 影響補償效果。同步旋轉坐標控制利用鎖相環設置多個同步旋轉坐標， 從而將指定次諧波轉換為旋轉坐標系下的直流量， 采用低帶寬的PI控制參數即可實現無靜差跟蹤。但其缺點也很突出，比如需要補償的各次諧波都要設計一個控制器，計算量大幅增加，其諧波提取采用低通濾波器，各次諧波中其實包含少量的其他次諧波，多控制器同時工作時會相互干擾，容易引起系統振蕩。

        為了實現APF設備直接并入高壓電網，本文中的設計采用H橋單元級聯方案，可以直接輸出高電壓。在控制方式上， 采用PI控制并聯重復控制( Repeat Control， RE)的控制策略，在滿足快速響應的同時提高穩態控制精度。

2 高壓 APF 拓撲結構圖

　　APF拓撲結構

　　本文中設計的APF輸出電壓為4160kV，功率單元為H橋結構，逆變電路采用H橋級聯(Cascade H Bridge， CHB)的方式，每個換流鏈由5個功率單元級聯，三組換流鏈按照Y型相接，中性點懸空。每個鏈節包含一個預充電電阻和與之并聯的接觸器，通過并網電抗器接入高壓電網公共耦合點(Point of Common Couple， PCC)，拓撲結構如圖2所示。

　　控制系統設計

　　本設計中的APF控制系統主要包括換流鏈直流母線總體電壓控制，直流母線內部各功率單元間直流母線均壓控制，補償電流控制，如圖3所示。

圖 3 高壓 APF 控制系統圖

　功率單元直流母線電壓控制

　　本文中用典型非線性負載三相全橋整流器進行分析，其電流如圖4中藍色曲線所示，黑色曲線為APF理想輸出電流波形，紅色曲線為公共耦合點補償后的理想波形，右側波形為負載電流諧波含量。可以理解為系統電網只給該負載提供基波有功電流，APF設備提供其他高次諧波有功電流。

圖 4 三相全橋整流器負載電流曲線及其諧波含量

　　下式1為有功功率公式，其中 為第n次諧波電流電壓的相位差。對于典型三相全橋負載，其只存在6k±1次諧波，有功功率可以簡化為式2，由于APF設備只補償高次諧波，所以可以使用基波有功功率來控制DC bus的電壓值。

　　式1

　　式2

　　單元級聯結構APF與低壓APF在控制系統上的顯著區別就是存在功率單元DC bus均壓問題，由于開關器件參數的不一致以及H橋驅動脈沖不可能做到完全同步，各個功率單元DC bus電壓存在明顯的差別，電壓低的功率單元會進入過調制狀態，這樣反而會產生更多次的諧波電流。可以采用經過該功率單元電容的電流來調節其DC bus電壓， 具體控制方式如圖5所示。

圖 5 DC bus 電壓控制圖

　　基于PI控制并聯重復控制的電流補償策略

　　重復控制技術源于控制理論的內模原理，利用負載擾動的周期性變化規律有針對性對穩態誤差逐周期進行修正，可以實現高精度控制，結構簡單且易于實現，其連續形式和離散形式如下式3所示。其缺點在于相應速度慢，為了提高控制器的動態響應速度，引入了并聯PI控制器如下式4和圖6所示。

　　  式3

　　上式中，T為靜態誤差的周期，TS為采樣周期

　　  式4

　　圖4中，，可以根據靜態誤差的周期進行微調

            ，為周期性誤差的周期累加

　　       取0.707，Wn為剪切頻率，用于提高控制器穩定性以及抑制高頻擾動

　　為被控系統傳遞函數，L為連接電抗器

       為PI控制器差分形式。

圖 6 APF 數字復合控制器

　　表 1 仿真模型參數設置

　　仿真驗證

　　為了驗證本文中的算法，在MATLAB中搭建了仿真模型，如圖7所示。CHB為逆變電路，CT為電流傳感器，PT 為電壓傳感器。主電路中包含2組電流傳感器，一組用于檢測逆變器的輸出電流，另一組用于檢測公共耦合點的電流，用于諧波補償。包含1組PT，用于檢測CHB的輸出電壓，另外每個功率單元的DC bus 電壓也被檢測，用于DC bus幅值控制和均壓控制。負載采用三相全橋整流器，輸出端連接一個阻性負載。需要考核的指標為DC bus 電壓控制效果和公共耦合點電流諧波。

圖 7 單元級聯 APF 仿真模型

從圖8和圖9可以看出，

　　(1)0~0.2s 為預充電過程，為了加速仿真過程，電容初始值電壓設置為額定值的20%。

　　(2)0.2~0.8s為 DC bus 控制以及電流補償控制， 可以看出控制系統響應迅速。

　　(3) top1圖中的曲線為A相換流鏈各個單元的DC bus 電壓，控制目標為1000V，各個單元的電壓最大值和最小值的偏差不超過5V。

圖 8 APF DC bus 控制效果及電流補償曲線

圖 9 APF DC bus 控制效果及電流補償曲線放大圖

　　(4) top2圖為三個換流鏈DC bus總和的對比波形。總體控制目標為5000V，在0.7s三相電壓均達到額定值。最大值和最小值的偏差不超過150V。

　　(5) bottom1 圖為公共耦合點電流，其輪廓接近正弦，而在負載電流瞬變的時刻補償效果略弱，沒有完全補償高頻諧波。

　　(6) bottom2 圖為 APF輸出電流，對比圖4中的負載諧波波形可以發現二者已經非常接近。

　　補償效果分析

　　表2為IE C519- 2014 關于諧波含量的規定。120V~69kV電網電流諧波奇次諧波限值，其中為公共耦合點的短路電流，為負載電流，偶次諧波為相應的奇次諧波的25%。

　　圖10為系統公共耦合點電流的FFT分析，對比表2可以看出各次諧波含量和總體諧波含量均滿足要求。

表 2 IEC519-2014 最大諧波電流限值表

　圖 10 公共耦合點電流 FFT 分析

　結論

　　從仿真驗證的效果可以看出，本文中設計的高壓APF設備，DC bus控制精度高，基本沒有波動，有利于DC bus過壓保護算法的設計，電流響應迅速且補償效果良好，已經達到了IEC519-2014關于公共耦合點諧波含量的要求。