摘要：在變頻器拖動異步電機要求高動態性能時，通常要采用矢量控制方式。矢量控制方式的動態性能以及無速度傳感器矢量控制中的轉速估算精度都要依賴電機的詳細參數。文章從電機的等效電路和數學模型分析，提出利用變頻器進行電機參數自動辨識的方案，仿真和實驗結果證明該方法實現簡便，辨識結果能滿足矢量控制及轉速估算的應用，實用性較強。

1 引言

在交流異步電機調速系統中，矢量控制方式能使交流電機的勵磁電流和轉矩電流解耦，從而獲得如直流他勵電機調速系統的轉速調節性能。而這種電流解耦方式的實現需要用到電機的定轉子電阻、定轉子漏感和互感參數。對于通用變頻器來說，工程現場電機的參數是無法預知的，而對工程現場的電機采用常規的堵轉實驗和空載實驗方式測量參數更加難以實施；且對同一個電機來說，長時間的老化和環境的影響也會使電機參數發生變化，因此，利用變頻器本身在電機運行前對電機進行參數自動辨識是有必要的。本文即基于此要求，依靠變頻器本身，不需要添加任何附加電路，也不需要更改電機接線，利用變頻器脈沖調制的原理進行直流實驗、單相交流的堵轉實驗、空載實驗對電機參數進行辨識1。

2 參數辨識原理

異步機矢量控制系統中，需要用到的電機參數主要包括：定子電阻、轉子電阻、定轉子互感、定子漏感和轉子漏感。圖1所示為電壓型逆變器與三相異步機的典型連接方式。逆變器的3個橋臂A，B，C分別與異步機的三相繞組a，b，c對應相連。

圖1變頻器與電機主電路結構

Fig.1 Main circuit structure of inverter and motor

圖2 所示為異步電機的單相T形等效電路。

圖2 異步電機的單相T形等效電路

Fig.2 The T equivalent circuit of induction motor

2.1 定子電阻辨識

通過直流實驗(即伏安法)來辨識，需要通過逆變器向電機定子繞組注入直流電流。實現方法是，使圖1中B、C相橋臂控制信號相同，即電機b，c相短接，向電機施加直流脈沖電壓，每個開關周期內，電感充放電的能量相等，因此采樣電流的平均值即實驗中的直流電流，此時等效電路簡化如圖3所示。

圖3直流實驗等效電路

Fig.3TheTequivalentcircuitofDCexperiment

根據圖3，假設施加到電機上的實際電壓平均值為，a相電流的實際平均值為，則可以得到定子電阻的計算如式(1)所示：

(1)

實際應用中，在保持電流合適的情況下（不過流的較大值），使用采樣電流作為實際電流誤差較小，但此時實際輸出直流電壓的占空比極小，實際作用電壓檢測誤差很大，而使用變頻器發送電壓值進行計算，又存在死區和開關管壓降的影響，誤差同樣存在；這里采用斜率計算法消除死區和開關管壓降的影響2，具體實現方式如下所述：

先后分別給定目標電流、，采樣A相電流平均值作為反饋，兩者差值經PI調節器輸出直流脈沖電壓的占空比,等待該閉環輸出穩定后分別記錄電流的平均值、，和電壓占空比、。設兩次記錄數據時實際電壓平均值分別為，，則：

(2)

兩式相減，得到定子電阻計算如式(3)所示

(3)

2.2 定轉子漏感和轉子電阻辨識

采用單相實驗代替傳統的三相堵轉實驗來辨識定轉子漏感和轉子電阻。在電機繞組施加單相正弦電壓時，不會產生電磁轉矩，其電磁現象與三相堵轉基本相似。

產生單相正弦電壓的具體實現方法與2.1紹的直流電壓生成方法類似，使B、C橋臂的控制信號相同，A相電流幅值作為反饋信號，與電流控制目標差值經PI調節器輸出所需電壓幅值，按照該幅值向電機施加電機額定頻率的正弦電壓。此時等效電路如圖4(a)。在額定頻率正弦交流電壓下，異步機定轉子漏抗和電阻相對于互感的感抗值很小，因此圖4(a)可以進一步簡化為圖4(b)。為降低辨識的復雜性，通常認為定子漏感和轉子漏感近似相等。

圖4單相實驗等效電路圖

Fig.4Theequivalentcircuitofsinglephaseexperiment

由圖4(b)可知，電路中等效電阻為：

(4)

等效電抗為：

(5)

轉子電阻為：

(6)

定轉子漏感為：

(7)

其中為電壓、電流的相角差，為電壓電流的同步角頻率，、均為相應電壓電流幅值。

對于單相正弦信號，可以將該信號作為，對該信號采樣值進行微分構造正交信號，由可以求得單相正弦信號的幅值和相角3,如式（8）（9）所示。該方式相對于FFT方式減小了計算量，節省程序運行時間。

(8)

(9)

2.3 定轉子互感辨識

通過空載實驗來辨識電機定轉子互感。當電機空載時，電機轉速基本上接近同步轉速，轉差率，電機轉子回路相當于開路，此時電機單相等效電路如圖5所示。

圖5空轉實驗等效電路圖

Fig.5 The equivalent circuit of no-load experiment

由圖5可知等效電抗為：

(10)

互感為：

(11)

其中為電壓、電流的相角差，為電壓電流的同步角頻率，分別為電壓電流的三相有效值。這里的電壓電流的角度和有效值均可通過三相坐標變換得到。

3 仿真驗證

本文在Psim仿真平臺上對以上提出的方法進行仿真驗證，仿真中電機模型相關參數設定如表1所示：

表1電機參數設定

Tab.1The set value of motor parameters

仿真中所有計算采用標幺值系統，電壓基值，電流基值，額定頻率50Hz。

為方便對比，仿真和實驗統一采用SVPWM方式發送脈沖，當保持計算脈沖的角度時，直流實驗得到的脈沖電壓和電流波形如6所示，其中為A相實際電流，為計算的平均電流，為計算脈沖所需的調制度，其與輸出的電壓占空比的關系為

兩次電流目標設定值分別為0.6和0.9，電壓電流穩定后分別記錄電壓脈沖占空比和實際電流；按照式(3)計算得到定子電阻標幺值并轉換為實際值。

圖6直流實驗電壓和電流波形

Fig.6 The wave of DC simulation

單相實驗向電機施加50Hz單相電流，得到電壓和電流波形如圖7所示，采用平均值采樣法可濾除高頻諧波，按照上述的構造正交信號的方法求得其幅值和相角，按式(4)、(5)、(6)、(7)求得轉子電阻和漏感,并將標幺值轉換為實際值。

圖7單相堵轉實驗電壓和電流波形

Fig.7 The wave of single phase simulation

三相空載實驗得到的電壓電流波形如圖8所示，同樣采用平均值采樣方式濾除高頻諧波，按照三相坐標變換和三相交流信號的有效值計算方法得到所需變量，按式(10)、(11)計算得到定轉子互感。

圖8空載實驗電壓和電流波形

Fig.4 The wave of single phase simulation

參數計算結果與電機參數設置值比較如表2所示：

表2電機參數辨識精度

Tab.2 Motor parameter identification precision

4 實驗驗證

按照文中所述方法在實際變頻器和電機上進行實驗，變頻器采用電壓型兩電平變頻器，電流采樣精度為12位，電壓由發送電壓推算。測試過程波形通過上位機顯示，如圖9、10所示，兩圖中輸出調制度modulate和檢測電流Ia均為標幺值。波形畸變為上位機采樣周期波動所致。

圖9直流實驗調制度和電流波形

Fig.9 The wave of DC experiment

圖10單相堵轉實驗調制度和電流波形

Fig.10 The wave of single phase experiment

傳統方式按照電機學測試方法測試計算。得到的參數辨識結果如表3所示。

表3參數辨識方法與傳統測量方法對比

Tab.3 Parameter identification method with inverter compared with traditional measurement method

5 結論

仿真及實驗結果證明，仿真結果接近于電機設定參數．實驗結果與傳統測量結果接近。其中定轉子電阻值因測量的時期、環境溫度等條件不同，因此存在較大的誤差，符合實際電機特性。其它參數誤差在3%以內，滿足高性能調速要求。該辨識方法簡單，易于實現，對于定轉子電阻、漏感、互感均具有較高的辨識精度，能夠廣泛應用于通用變頻器中。