摘要：發展新的可再生能源，減輕對環境的污染，提高電能質量，已成為我國能源工業關注的一個熱點。風力發電技術以安全可靠、無污染、不需消耗燃料、建設周期短、規模大小靈活以及可并網運行等特點，在能源、電力產業中異軍突起。

　　風電系統中由于大量的使用電力電子裝置，不可避免的給系統引入了電磁兼容性問題，并對系統造成了嚴重影響，這種影響隨著系統功率的增大而日趨嚴重。本文以2MW雙饋風電變流器系統為研究對象，分析了變流器系統的主要的干擾源、干擾耦合路徑及敏感設備，對變流器進行了電磁兼容性設計。這些設計包括網側變流器輸入端電源線EMI濾波器和轉子側變流器輸出端EMI濾波器設計。通過2MW雙饋風電變流器系統實驗表明，經過完整的電磁兼容性設計后，變流器系統工作穩定，抗干擾能力強。

　　關鍵詞：雙饋風電變流器，EMI濾波器，電磁兼容

      Electro-Magnetic Compatibility Design of MW Grade Doubly-Fed Wind Power Converter

      Abstract: It is a focus of attention of the world energy industry for utilization of renewable energy, reducing environmental pollution and improving power quality.Wind energy is a new force suddenly rises in energy sources and power industry for its characteristic of safety、credibility、 no pollution、 no expending fuel、short construction period、small scale、combines the net to run and so on.

      Due to a mass of power electronic equipments are used in wind power system, it is inescapable introduce electromagnetic compatibility issues, and make serious influence to the system, furthermore, it becomes graveness as the system power increase.The paper is aimed to the study of 2MW grade doubly-fed wind-energy generation system. It analyses the origin、 propagation path and susceptivity equipment of EMI noise in converter system firstly, then gives the electromagnetic compatibility design of the converter and common mode noise EMI filter design of rotor-side converter.Via experimentation on 2.0MW doubly-fed wind power converter system, it indicates that: the converter work stably, it has the great capacity of with standing interference after integrated Electro-Magnetic Compatibility Design for converter system.

      Key words：Doubly-Fed Wind Power Converter; EMI filterï¼›Electro-Magnetic Compatibility

　　引言

　　在世界經濟快速發展和激烈競爭的今天，新能源發電尤其是風力發電技術日趨受到西方各國的普遍重視。由于風力發電系統大量使用了電力電子裝置，不可避免的引入電磁兼容性問題。尤其是MW級大功率風電技術的發展和對風電機組可靠性要求的提高，風力發電用變流器的電磁兼容性問題日趨突出，已成為影響變流器自身和整個風電機組安全、穩定運行的重要因素之一。本文基于2.0MW雙饋風電變流器對電磁兼容問題進行研究，實現該變流器系統工作穩定，抗干擾能力增強。

　　1 變流器系統的主要干擾源及耦合路徑

　　1.1主要干擾源

　　由于電力電子裝置換流過程中產生前后沿都很陡的脈沖，從而引發嚴重的電磁干擾。這些干擾通過傳導和輻射的耦合方式，嚴重污染周圍電磁環境和電源系統電力電子裝置。該雙饋變流器系統的電磁干擾主要來自以下幾個方面:

　　(1)du/dt：在電力電子器件通斷瞬間，電壓的跳變會在電容上產生很大的充電或放電電流，驅動電路和主電路都會存在雜散分布電容，幾毫微法的電容就可以產生幾個安培的瞬態電流脈沖，會對電力電子系統產生嚴重的電磁干擾。

　　(2)di/dt：開關器件通斷瞬間的電流變化會在雜散電感上感應出尖峰電壓；另外有較大的di/dt的電流環路也是一個輻射源，將在空間產生輻射電磁場。

　　(3)電力電子裝置的高頻化：該變流器的開關頻率為2.5kHZ，會引起強大的傳導型及輻射型電磁干擾。

　　(4)控制電路電源：由于變流器系統的控制系統電源采用的是開關電源，開關電源的工作頻率一般也會在幾十千赫茲，甚至上百千赫茲；高頻變壓器的電磁泄漏等都會對附近的電路產生干擾。

　　1.2 主要的干擾耦合路徑

　　電力電子裝置中的電磁干擾按照傳播途徑可以分為兩類:傳導干擾和輻射干擾。傳導干擾是指通過導電介質把一個電網絡上的信號耦合到另一個電網絡；輻射干擾是指干擾源通過空間把其信號耦合(干擾)到另一個電網絡。因為電力電子裝置的輻射干擾較為復雜，大多數關于電力電子裝置EMI的研究都致力于傳導干擾問題的分析、建模和解決上。

　　1.2.1 傳導耦合

　　干擾信號通過電源線、信號線和控制線等耦合到電路中去。是電力電子系統中存在的主要耦合方式。本文中風力發電雙饋變流器的開關頻率為2.5kHz，因此傳導干擾是我們主要考慮的因素。M.J.Nave在1989年以開關電源為例，提出了共模干擾和差模干擾的等效電路模型，從時域和頻域分析預測傳導干擾。圖1.1(a)和(b)分別為開關管關斷時的引起的電壓尖峰和開關管導通時引起的電流尖峰。

　　(l)共模傳導干擾

　　共模干擾是電源線相對于大地的干擾，所以它不能通過變壓器的電磁互生原理來傳播，而必須通過耦合電容來進行傳遞。在變流器中，開關管外殼和散熱片之間存在分布電容，這就給共模干擾提供了傳輸路徑；共模電流干擾在傳輸過程中有時會轉變成輻射干擾，使系統干擾變得更加復雜。

　　(2)差模傳導干擾

　　差模干擾是轉子側變流器輸出端產生的干擾，它對系統的影響主要體現在以下兩個方面:一方面，電壓中的諧波成分會在電機旋轉磁場的作用下從轉子耦合到定子上，進而傳播到電網上，形成電網諧波；另外一方面是差模di/dt對系統的影響，它會通過長線傳輸造成電動機過電壓。

　　1.2.2輻射耦合

　　輻射干擾的強度與干擾源的電流強度、干擾源的發射頻率及裝置的等效輻射阻抗有關。一方面，輻射干擾會對系統本身的控制電路、通訊產生影響；另一方面，由于系統不是處于一個全封閉的金屬外殼內，因此，會通過孔和縫等耦合到其他設備。其中較具有代表性的是SCR整流電路的輻射干擾源進行研究，重點分析了共模電流(時域與頻域)與輻射場間的聯系，認為共模電流與來自控制部分的驅動脈沖及雜散參數相關，雜散電容間的電壓梯度促使共模電流的傳播，脈沖上升沿的電壓梯度在雜散電容中產生共模電流。而且，快速電流脈沖在SCR的金屬部分(外殼和散熱器)上感應出無用電壓，成為輻射源。

　　2 變流器系統電磁干擾分析

　　2.1變流器輸入端傳導電磁干擾分析

　　如圖2.1所示，交直交變流器的輸入端(即網側PWM變流器交流側)與電網相連，網側變流器的主要功能有兩個：一是通過對輸入電流的控制保持直流母線電壓的穩定，直流側電壓穩定是兩個PWM變流器正常工作的前提；二是保證良好的輸入特性，即輸入電流波形接近正弦，諧波含量少，輸入功率因數符合要求。

　　該2.0MW雙饋風力發電系統，網側變流器一般通過LC或LCL濾波器與電網相連，交流側電壓主要是正弦基波，也存在一些高次諧波，由于電感的濾波作用，高次諧波電壓產生的諧波電流非常小，因而網側變流器交流側輸入電流近似正弦。網側變流器的控制目標之一是實現其工作在單位功率因數整流或逆變狀態。輸入端的主要EMI問題是變流器產生的干擾信號和電網上的干擾信號之間的通過電源線相互影響，一方面電網上的高頻干擾信號可能通過電源線干擾變流器正常工作，另一方面是變流器產生的高頻干擾信號也會通過電源線傳播到電網進而干擾到同一電源線上的其它設備，而且電力電子產品必須滿足電磁兼容標準。

　　2.2 變流器輸出端傳導電磁干擾分析

　　轉子側變流器輸出電壓中包含正、負序分量(即差模電壓)和零序分量(即共模電壓)。其中，差模電壓是系統的工作電壓，它包括基波頻率對應的三相對稱電壓(產生勵磁電流)和諧波電壓(基波和開關頻率的倍數處出現的電壓)兩種成分，諧波電壓會產生附加損耗、轉矩波動和噪聲，同時還會污染電網，當差模電壓經過長線傳輸時，由于長線電纜的分布特性，即存在漏電感和耦合電容，會產生電壓反射現象，在電動機端產生過電壓和高頻阻尼振蕩，進一步加劇電動機繞組的絕緣壓力；共模電壓是三相電壓中的共有成分為零序電壓，不會產生勵磁電流，但是由于其高頻特性和電壓的快速變化，將產生有害的EMI，漏電流和軸承電流。此外差模和共模信號均會在系統內部產生輻射干擾。

　　圖2.2為轉子側輸出脈沖電壓波形，當這些信號施加在電機轉子上時，產生的轉子電流:(l)與轉子工作頻率相關的“基波”分量，即轉子繞組產生磁通的工作電流；（2)由開關頻率諧波及其倍頻成分所產生的尖峰電流；(3)du/dt與線與線之間寄生電容C相互作用而產生的充電電流布；(4)du/dt與線與地之間寄生電容C相互作用產生的瞬態電流。圖2.3為交直交變流器驅動2.0MW電機時轉子輸出電流波形。

　　2.2.1差模傳導干擾

　　轉子側變流器輸出端產生的差模傳導干擾主要體現在兩個方面，一是差模電壓中的諧波成分會在雙饋電機旋轉磁場的作用下從轉子耦合定子上，進而傳播到電網；二是差模du/dt對系統的影響，主要表現在長線傳輸時在電機端產生的過電壓問題。

　　2.2.1.1諧波分析

　　雙饋風力發電系統中諧波產生的原因主要有兩類：一類是由電機本身的結構所決定的固有齒諧波，發電機一般采用繞線式異步電機結構，其定子和轉子各有三相統組，固有諧波主要表現為氣隙空間諧波磁勢和齒諧波磁勢；另一類是由交流勵磁系統產生，發電機定、轉子通過氣隙緊密耦合，轉子側的諧波電流會在定子側感應出相應的諧波電勢響應，經其定子側放大后注入電網，諧波成分十分復雜，是系統并網運行時主要的諧波源，特別是低次諧波電勢將嚴重影響輸出電能質量。圖2.4諧波造成的電壓波形失真。

　　變速恒頻風力發電系統采用交流勵磁方式后，諧波表現為以下特性:

　　1.屬于電壓源型諧波，表現為以載波頻率為中心呈諧波群分布；

　　2.由于交流勵磁轉差率較小，勵磁變流器輸出諧波為低頻甚至超低頻；

　　3.當風力發電機轉速變化時，風力發電系統本身不穩定。基波和諧波頻譜分布不固定，且諧波分布很廣，由此造成系統諧波的不確定性；

　　4.在發電機定子側產生大量空載諧波電壓導致并網困難，并網后發電機會向電網注入大量的諧波電流，造成電網的諧波污染，影響電網的電能質量。

　　系統所產生的諧波若不能得到有效抑制和濾除，會對風力發電系統產生很多不利影響，主要有以下幾方面:

　　1.增加電機的損耗和發熱，影響電機的絕緣壽命；

　　2.使發電機產生噪聲與振動，有時甚至會使整個系統產生振蕩:

　　3.發電質量不符合國家標準，造成此項技術無法真正實用化。

　　2.2.1.2 長線傳輸時過電壓分析

　　在雙饋風力發電系統中，轉子側變流器輸出需經過長線電纜傳輸至雙饋電機轉子側，由于電機與電纜阻抗不匹配會產生電壓反射現象，在電動機端產生過電壓、高頻阻尼振蕩，這不僅會增加電機繞組的絕緣應力，而且使繞組和轉子集電環的壽命降低。這種反射現象與逆變器輸出脈沖的上升時間以及電纜的長度有關。圖2.5(a)為轉子側變流器輸出電壓波形，圖2.5(b)為經過長線電纜傳輸后到電機側電壓波形，可見電壓最大值可達輸出電壓的2倍。

　　2.2.2 共模傳導干擾

　　三相電壓型逆變器輸出成分中含有共模電壓即零序分量，共模電壓與系統中的寄生電容相互作用，產生共模電流。這個電流通過電機內部的寄生電容產生流入地線的漏電流。漏電流過大將對系統及電源產生電磁干擾；電動機轉軸上感應出的高幅值軸電壓及軸承電流還會使電機軸承過早毀壞。

　　2.2.2.1 共模電壓

　　共模電壓定義為逆變器輸出中點對參考地的電位差，圖2.6為三相電壓型PWM逆變器，Lm、Rm可看作三相對稱阻感負載或電機負載，由圖2.6可以得到以下一組電壓電流關系式:

　　2.2.2.2共模電流及其路徑

　　由前分析可知，共模電流的大小與du/dt及寄生電容如的大小有關，輸出線越長C越大，電機功率越大則系統電壓越高、電壓上升時間越快則du/dt大。上述因素都將導致電流增大，此外該電流還與載波頻率有關，載波頻率越高，則該電流越大。圖2.7為實測到的共模電流波形。

　　3 基于EMI濾波器的變流器傳導干擾抑制

　　我們分析電源線EMI濾波器的性能指標及影響插入損耗的主要因素，為該風電變流器選擇了電源線EMI濾波器，針對變流器輸出端共模電壓產生的共模干擾問題，分別對無源濾波技術、有源濾波技術和基于調制技術三個方法做了詳細分析，并比較了各自的優缺點，分析認為采用共模電感的方法不僅結構、控制方法簡單，而且成本較低，較為適合該風電變流器。

　　3.1網側變流器電源線EMI濾波器設計

　　3.1.1電源EMI濾波器的性能指標

　　電源EMI濾波器的主要性能指標包括插人損耗、頻率特性、阻抗匹配、額定的電流值、絕緣電阻值、漏電流、物理尺寸及重量、使用環境以及本身的可靠性一。在使用時考慮最多的是額定的電壓及電流值、插人損耗、漏電流3項。

　　3.1.2電源EMI濾波器的電路結構選擇

　　圖3.1(a)和(b)分別為常見的單相和三相電源線EMI濾波器的基本結構，它是由L、C組成的無源低通網絡。EMI濾波器的插入損耗受到噪聲的源阻抗和負載阻抗的影響，為了達到最噪聲的最大衰減在噪聲源阻抗和負載阻抗均可估計時，一般按照以下原則來選擇濾波器結構:

　　1.低的源阻抗和低的負載阻抗:選取T型濾波器結構；

　　2.低的源阻抗和高的負載阻抗:選取LC型濾波器結構；

　　3.高的源阻抗和低的負載阻抗:選取CL型濾波器結構；

　　4.高的源阻抗和高的負載阻抗:選取二型濾波器結構。

　　3.2機側變流器電源線EMI有原濾波器設計

　　電機負載運行時，共模電壓仍會通過負載軸承產生具有破壞性的電流。因此開始采用由無源器件組成的濾波器，它對消除共模的影響非常有效，有源濾波技術和基于調制技術的方法來降低逆變器輸出共模電壓。

　　從消除電機端共模電壓的角度設計的，由共模扼流圈和共模扼流圈加電容組成的無源濾波器，可以較好消除高頻漏電流及軸承電流，但其缺點是需要調節無源元件參數以確保電機端隨載波頻率變化的共模電壓能夠有效消除，實現較困難。且隨著載波頻率的變化，對降低逆變器輸出中的諧波成分的作用非常有限。被提出的有源濾波技術分別為三相四橋臂、雙橋逆變器(DBI)、有源共模噪聲消除器(AcC)、有源共模電壓補償器(AcCom)等不同的電路結構。其基本的原理都是利用濾波器輸出的與共模電壓幅值相同極性相反的補償電壓，將其疊加到逆變器輸出端，從而達到消除共模電壓的目的。

　　3.2.1三相四橋臂技術

　　三相四橋臂逆變器的結構如圖3.2所示，它在傳統的三相逆變器的基礎上增加了一個橋臂，若負載平衡，則有:

　　采用三相四橋臂結構最大不足是由于增加了一個橋臂，使系統的成本增加了。且當采用空間矢量調制時，產生了嚴重的開關損耗和諧波失真。

　　3.2.2有源共模噪聲消除器(Acc）

　　圖3.3為有源共模噪聲消除器(Acc)的電路結構。它由共模電壓檢測單元、推挽放大電路和四繞組共模變壓器構成，由電容構成的電壓檢測網絡輸出的電流經過推挽電路放大驅動共模變壓器。推挽電路的輸出通過四繞組共模變壓器將與變頻器輸出的共模電壓幅值相同但相位相反的電壓疊加到逆變器輸出系統中，從而起到消除PWM逆變器產生的共模電壓。

　　式中UcM為共模電壓，Ibas為流過三極管的基極電流。當施加到電機上的共模電壓近似為0時，為理想共模電壓與共模變壓器第四繞組電壓差，即共模電壓消除誤差。這種結構采用星接電容器直接接到逆變器輸出端作為共模電壓檢測器，將在功率半導體器件上產生尖峰脈沖電流，可能導致器件損壞。而且，由于電容上沒有電阻，阻尼很小甚至為0。可能會使系統發生振蕩，影響系統的穩定性。同時，這種方法需要射極跟隨器，射極跟隨器接直流母線電壓，且要求互補晶體管的額定電壓大于直流母線電壓，由于受到晶體管工作電壓的限制，難以在高電壓中應用。

　　采用有源濾波技術消除共模電壓的方法都是在增加系統有源器件的基礎上實現的，這不僅增加了變流器的體積和重量，使系統的控制變得復雜了，成本也大大提高了。基于上述因素的限制，采用共模電感的無源濾波技術電路結構、控制方法簡單，且成本較低，較為適合MW級風電變流器系統的應用。

　　3.3機側變流器無源共模電感濾波器設計

　　共模電感是把三個繞組以相同的方向繞在一個共模磁心上，它具有很高的共模阻抗和極低的差模阻抗，對共模信號起到很好的以致作用，而對差模信號幾乎沒有衰減。因此，可在逆變器輸出端與電機之間插入共模電感來降低由共模電壓產生的高頻漏電流。

　　共模干擾可等效電路由RLC構成的諧振電路，漏電流及其相關變量表示，其中L、C為寄生電感和電容，可通過測量的方法獲得。當在逆變器與電機之間插入共模電感后，電感L增大了，考慮到共模電感磁芯的損耗，電阻R也增大了。共模電感對共模干擾的抑制作用主要取決于共模電感的參數與共模干擾等效寄生參數之間的關系，這些寄生參數包括變流器系統寄生參數和電機的寄生參數。合理的選擇共模電感的參數可以有效的抑制變流器輸出端共模干擾。此外，除了選擇合適的參數外，設計時還需要考慮共模電感的磁芯飽和及共模電感的高頻特性等因素對濾波性能的影響。圖3.5為插入共模電感前后的振蕩電流波形比較。

圖3.5 插入共模電感前后的振蕩電流波形比較

　　4 結語

　　EMI濾波器是抑制傳導干擾的最為有效，也是最常用的方法之一，在MW級別雙饋風電變流器的傳導干擾主要包括網側變流器輸入端電源線干擾和轉子側變流器輸出端共模干擾兩個方面。本文首先分析了干擾源的種類和干擾路徑，之后對網側濾波器電源EMI進行分析，最好針對轉子變流器輸出端共模干擾問題，分別從有源濾波技、無源濾波技術做了詳細的理論分析和對比，分析認為，采用共模電感的方法由于結構及控制方法簡單，且成本較低，較為適合該2MW雙饋風電變流器。

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　　作者簡介：

　　程鵬：（1983-）現任職于哈爾濱九州電氣股份有限公司，主要從事風力發電變流器及光伏并網逆變器的研發工作。