3  軟開關逆變器工作原理

為了方便討論，我們首先討論圖1電路作為一個DC/DC變換器時的工作過程，它由作為直流輸入電壓源的濾波電容 、移相式零電壓零電流開關PWM（PS-ZVZCS-PWM）控制的4只IGBT開關管、變壓器T、副邊整流濾波輸出電路組成。全橋逆變器采用簡單的移相控制方式，各開關管控制時序和相應的電壓電流波形如圖2所示。g1~g4是IGBT控制脈沖時序， 是工作在不連續導電模式（DCM）下的A相功率因數校正電感電流， 和 分別為變壓器T1原邊電壓和電流。在變換器處于穩定狀態之后，設 ，開關管 、 共同導通期間，可飽和電感Ls飽和，相當于短路，原邊電壓為 ，電源向負載輸出功率； 時刻，開關管 先關斷（由于開關管并聯緩沖電容 ， 為零電壓關斷），變壓器原邊電流對電容 充電、 放電，當電容 放電到零， 自然導通；

時刻完成 的零電壓開通；原邊電流經 、            圖2  逆變器控制脈沖時序及其它關鍵波形

續流，并在諧振電容Cb的作用下迅速下降，當下降至可飽和電感的臨界飽和電流時，可飽和電感退出飽和，阻止原邊電流反向，在 時刻關斷 ，即為零電流關斷；由于可飽和電感還沒有退出飽和，使得延遲一定時間（滯后臂死區時間）在 時刻零電流開通 ；開關管 、 共同導通，可飽和電感飽和，電源向負載輸出功率。之后，進入下半周期，運行模式與上面所述相似。

4  功率因數校正原理

圖1電路除了作為DC/DC變換器外還作為功率因數校正器（PFC），它由三相高頻濾波電容、運行于不連續導電模式（DCM）下的功率因數校正儲能電感 、三相二極管整流橋和全橋逆變器超前臂開關管 組成。為了方便分析，作如下假設：

●     各開關器件（包括二極管）視為理想器件。

●     電網電源按A、B、C三相正序對稱，即 ， ，

●     由于開關周期 遠遠小于電源交流電周期 ，在開關周期 內，認為電源 、 、 不變。

設當A相電壓和C相電壓大于零，B相電壓小于零時，開關管 在一個電源周期內的第n個脈沖（顯然，一個電源周期內有 個開關脈沖，第n個脈沖的對應時刻為n ）到來時開通。開關管 的開通使P、N點等電位，二極管 、 導通，為輸入電感 、 構成獨立回路，由于圖1中輸入電源為三相三線制系統，當高頻濾波電容足夠大時，A、B、C三點電位相當于電源電壓，N點為三相輸入電容星型接法的中點，等效于三相三線制電源的中點，則加在 、 兩端的電壓分別為相電壓 、 ，而B相電壓小于零，二極管 導通，再通過 和濾波電容 構成回路，加在 上的電壓為 ，由于濾波電容足夠大，在一個開關周期內可認為是恒定值，用直流電源 代替，則其等效電路如圖3（a）所示。在此期間，加在電感上的電壓近似于恒定值，電感 和 的電流 和 從零開始近似線性增長，在開關管關斷時達到最大值；電感 上的電流 從負的最大值向零線性減小，各電流變化可由下式給出：

                                                    (1)

                                                                                   (2)

                                             (3)

式中 0≤t≤D

很顯然，當一個交流電周期內的第n個脈沖結束時，電感 和 的電流達到最大值 和 ，電感 電流降到零。

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圖3（a） 開關管 開通時等效輸入電路             圖3（b） 開關管 關斷時等效輸入電路

                                                   (4)

= 0                                                                   (5)

                                             (6)

由此可見，電感電流峰值是近似按照正弦規律變化的。

在超前臂開關管 關斷、 開通之后，開關管 的開通使G、N點等電位，加在電感 和 上的電壓分別為 和 ，加在電感 上的電壓為 ，其等效電路如圖3（b）所示。在此期間，考慮到整流電壓 近似恒定，電感 和 的電流 和 從最大值近似線性減小到零；電感 的電流 從零負向線性增加到負最大值，各電流變化可由下式給出：

                                            (7)

                                                (8)

                                                                                           (9)

式中 0≤t≤(1-D)

顯然，功率因數校正電感工作在不連續導電模式（DCM）下，在超前臂開關管 導通時儲能，在 關斷時放能，由于采用移相調節方式，開關管反并聯二極管VD1或VD2導通時也相當于超前臂開關管處于通態狀態，其功率因數校正電感電流波形見圖2，則由式（1）和式（7）得出，在一個開關周期 時間內流過 的電流的平均值為：

                                                    (10)

顯然，電感 和 平均電流也和電感 的平均電流一樣近似按正弦規律變化，并且和各自電壓同相。由于系統處于穩定時，各開關管穩定工作，上述分析同樣適合A、B、C三相電壓處于其它值的情況。

在這種主電路中，由(10)式知 受開關管導通時間 的影響。由于采用移相調節方式， 、 的導通時間 恒定不變，并且輸入電源峰值E、開關周期T和功率因素校正電感L均為恒定值，可見 為一正弦函數。由于輸入電感中電流還包含著開關頻率整數倍的高次諧波分量，加一個合適的三相高頻濾波器，這樣，功率因數可達到0.995，THD=1%，比傳統變換器的功率因數要高得多。

5  仿真試驗

為了驗證這種新型單級三相高功率因數零開關變換器的可行性，對圖1這種主電路進行PSPICE仿真。電路參數為：輸入電感 ~ 50 H；開關管并聯電容 、 0.01 F；輸入濾波電容 470 F；開關頻率 25kHz；占空比D0.4；變壓器變比7:1；輸出濾波電感 100 H；輸出濾波電容為1 F；輸出36V、400A。其仿真波形如圖4~圖8。圖4為完成輸出調節和功率因數校正雙重功能的超前臂開關管零電壓開關波形，可見由于開關管在零電壓下開通；圖5為工作在電流不連續導電模式（DCM）下功率因數校正電感的電流，可見其包絡線為與該相電壓同相的正弦波形，它包含開關頻率附近的高次諧波；圖6為經過高頻濾波之后得到的電源輸入線電流波形，圖7即為其頻譜，可見除了開關頻率附近還包含極小的諧波外幾乎所有諧波都被高頻濾波電路濾除，其功率因素可達0.995以上。為了對比，給出沒有功率因素校正時電源輸入線電流頻譜如圖8所示 。

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圖4  額定負載（400A）時超前臂開關管電壓、電流波形             圖5  功率因數校正電感電流波形

6  結束語

上述仿真結果表明，該新型單級三相無電磁污染零開關變換器的拓撲結構是正確合理的，該開關電源用在三相三線制中，尤其適合輸出幾十千瓦的大功率并且要求輸入輸出隔離的直流電源系統。該結構以一個功率級在完成功率輸出的快速調節的同時實現功率因數的校正，并且各功率開關管都處于軟開關狀態，減小了電磁干擾，同時由于采用軟開關PWM技術，工作頻率可以比硬開關高得多，體積更小，效率更高，而成本和復雜程度比兩級方案大為降低，因此易于推廣應用，有顯著的經濟效益和社會效益。

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圖6  電源輸入電流波形                                  圖7  電源輸入電流頻譜

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圖8  無PFC時電源輸入電流頻譜