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電動車無刷電機控制器熱設計

時間:2008-02-19 13:24:00來源:fenghy

導語:?本文介紹了電動自行車無刷電機控制器的熱設計。
摘 要:本文介紹了電動自行車無刷電機控制器的熱設計。其中包括控制器工作原理的介紹、MOSFET功率損耗的計算、熱模型的分析、穩態溫升的計算、導熱材料的選擇、熱仿真等。 關鍵詞:電動自行車 控制器 MOSFET熱設計 1. 引言 由于功率MOSFET具有驅動電流小、開關速度快等優點,已經被廣泛地應用在電動車的控制器里。但是如果設計和使用不當,會經常損壞MOSFET,而且一旦損壞后MOSFET的漏源極短路,晶圓通常會被燒得很嚴重,大部分用戶無法準確分析造成MOSFET損壞的原因。所以在設計階段,有關MOSFET的可靠性設計是致關重要的。 MOSFET通常的損壞模式包括:過流、過壓、雪崩擊穿、超出安全工作區等。但這些原因導致的損壞最終都是因為晶圓溫度過高而損壞,所以在設計控制器時,熱設計是非常重要的。MOSFET的結點溫度必須經過計算,確保在使用過程中MOSFET結點溫度不會超過其最大允許值。 2. 無刷電機控制器簡介 由于無刷電機具有高扭矩、長壽命、低噪聲等優點,已在各領域中得到了廣泛應用,其工作原理也已被大家廣為熟知,這里不再詳述。國內電動車電機控制器通常工作方式為三相六步,功率級原理圖如圖1所示,其中Q1, Q2為A相上管及下管;Q3, Q4為B相上管及下管;Q5, Q6為C相上管及下管。MOSFET全部使用AOT430。 MOSFET工作在兩兩導通方式,導通順序為Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4,控制器的輸出通過調整上橋PWM脈寬實現,PWM頻率一般設置為18KHz以上。
當電機及控制器工作在某一相時(假設B相上管Q3和C相下管Q6),在每一個PWM周期內,有兩種工作狀態: 狀態1: Q3和Q6導通, 電流I1經Q3、電機線圈L、Q6、電流檢測電阻Rs流入地。 狀態2: Q3關斷, Q6導通, 電流I2流經電機線圈L、Q6、Q4, 此狀態稱為續流狀態。在狀態2中,如果Q4導通,則稱控制器為同步整流方式。如果Q4關斷,I2靠Q4體二極管流通,則稱為非同步整流工作方式。 流經電機線圈L的電流I1和I2之和稱為控制器相電流,流經電流檢測電阻Rs的平均電流I1稱為控制器的線電流,所以控制器的相電流要比控制器的線電流要大。 3. 功耗計算 控制器MOSFET的功率損耗隨著電機負載的加大而增加,當電機堵轉時,控制器的MOSFET損耗達到最大(假設控制器為全輸出時)。為了分析方便,我們假設電機堵轉時B相上管工作在PWM模式下,C相下管一直導通,B相下管為同步整流工作方式(見圖1)。電機堵轉時的波形如圖2-圖5所示。
功率損耗計算如下: 3.1 B相上管功率損耗: 3.1.1 B相上管開通損耗(t1-t2),見圖2;
3.1.2 B相上管關斷損耗(t3-t4),見圖3;
3.1.3 B相上管導通損耗(t5-t6),見圖4;
B 相上管總損耗: Phs(Bphase)=Phs(turn on)+Phs(turn off)+Phs(on)=5.1+3.75+7.5=16.35W 3.2 B相下管功率損耗: 3.2.1 B相下管續流損耗(t7-t8),見圖5; PLS(Bphase)=PLS(freewheel)=I2×Rds(on)×(1-D)=402×0.015×(1-20/64)=16.5 W 3.3 C相下管功率損耗 因為C相下管一直導通,所以功率損耗計算如下: PLS(Cphase)=PLS (on) = I2×Rds(on) = 402×0.015 = 24 W 控制器的功率管總損耗為: Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)=16.35+16.5+24=56.85 4. 熱模型 圖5為TO-220典型的安裝結構及熱模型。熱阻與電阻相似,所以我們可以將Rth(ja)看著幾個小的電阻串聯,從而有如下公式: Rth(ja) = Rth(jc) + Rth(ch) + Rth(ha) 其中: Rth(jc)——- 結點至MOSFET表面的熱阻 Rth(ch)——-MOSFET表面至散熱器的熱阻 Rth(ha)——-散熱器至環境的熱阻 (與散熱器的安裝方式有關)
圖6 熱阻模型
通常熱量從結點至散熱器是通過傳導方式進行的,從散熱器至環境是通過傳導和對流方式。Rth(jc)是由器件決定的,所以對一個系統,如果MOSFET已確定,為了獲得較小的熱阻我們可以選擇較好的熱傳導材料并且將MOSFET很好地安裝在散熱器上。 5. 穩態溫升的計算 從AOT430的數據手冊我們可以獲得如下參數: Tjmax=175℃ Rth(jc)max = 0.56 ℃/W 5.1 電機運行時MOSFET結點至其表面的溫升計算(因為電機在運行時,上管和下管只有三分之一的時間工作,所以平均功率應除以3): 5.1.1上管結點至功率管表面的穩態溫升
5.1.2下管結點至功率管表面的穩態溫升
5.2 電機堵轉時MOSFET結點至其表面的溫升計算 5.2.1 B相上管結點至功率管表面的穩態溫升 Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth(jc)=16.35×0.56=9.2℃ 5.2.2 B相下管結點至功率管表面的穩態溫升 Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth(jc)=16.5×0.56=9.24℃ 5.2.3 C相下管結點至功率管表面的穩態溫升 Tjc=Tj-Tc=PLS(Cphase)×Rth(jc)=24×0.56=13.44℃ 由以上計算可知,在電機堵轉時控制器中一直導通的MOSFET(下管)的溫升最大,在設計時應重點考慮電機堵轉時的MOSFET溫升。 6. 選擇合適的導熱材料 圖7為SilPad系列導熱材料對TO-220封裝的導熱性能隨壓力變化的曲線。
圖7
6.1 導熱材料為SilPad-400,壓力為200psi時,其熱阻Rth(ch)為4.64 ℃/W。 則:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×4.64=111℃ 6.2 導熱材料為SilPad-900S,壓力為200psi時,其熱阻Rth(ch)為2.25℃/W。 則:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×2.25=54℃ 可見,不同的導熱材料對溫升的影響很大,為了降低MOSFET的結點溫升,我們可以選擇較好的熱傳導材料來獲得較好的熱傳導性能,從而達到我們的設計目標。 為了使控制器更加可靠,通常我們將MOSFET表面溫度控制在100℃以下,這是因為在使用中還會有其他高能量的脈沖出現,譬如,電機相線短路,負載突然變大等。 7.熱仿真: 由于在實際應用中我們很難確定散熱器表面至環境的熱阻,要想完全通過計算來進行熱設計是比較困難得,因此我們可以借助熱仿真軟件來進行仿真,從而達到我們設計的目的。 仿真條件:Ptotal=56.85W、Ta=45℃、控制器散熱器尺寸:70mm×110mm×30mm 、自然風冷,MOSFET安裝如圖8所示。
圖8 MOSFET安裝示意圖
7.1 電機運行時控制器的熱仿真 由圖9可見,下管的溫升明顯高于上管的溫升。
7.2 電機堵轉時控制器的熱仿真 由圖10可知,堵轉時一直導通的下管最熱,溫度已接近150℃。由圖11可知,在堵轉100秒后MOSFET的溫升還未穩定,如果一直堵轉,必將燒壞MOSFET。因此,如果使用仿真中的散熱器尺寸,就不能一直堵轉,必須采取相應的保護措施。我們可以采用間隙保護的方法,即當電機堵轉時,堵轉一段時間,保護一段時間,讓MOSFET的溫度不超過最大結點溫度。圖12所示為堵轉1.5s,保護1.5s的瞬態溫升示意圖,由圖可知,采用這種方法可以有效地保護MOSFET。
圖10:堵轉時溫升示意圖
結語: 控制器的熱設計在產品的設計階段是非常重要的,我們必須經過功耗的計算、熱模型的分析、熱仿真等來計算溫升,同時在設計時應考慮最嚴酷的應用環境,最后還要通過實際試驗來驗證我們熱設計的正確性。

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