在伺服驅動控制系統中，電流檢測是一個關鍵環節：通過獲取直流母線電流構成短路保護，以保證逆變器安全；量測用電機相電流構成電流反饋控制和電機過載保護，以提高電機驅動系統性能。經典的電流檢測方法是應用電流傳感器檢測電流，但較貴的傳感器使得系統成本增加。另一種方法是利用多個廉價的線性電阻獲取電流信息，但在硬件受限的條件下，有時也難以實現。從降低系統成本、減小體積出發，用單電流檢測技術獲取電機與驅動系統電流信息的方法成為一種有效方式。 本文在分析互補PWM模式下逆變器換流基礎上，提出空間矢量PWM（SVPWM）控制方式下交流電動機相電流重構技術。該技術用一個線性電阻采樣逆變器直流母線電流，根據逆變器所處開關狀態和三相電流關系，計算出各相電流，實現交流電動機的相電流重構。 PWM模式下逆變器換流分析 在現代交流伺服驅動控制系統中，一般都采用互補輸出PWM方式控制逆變器功率開關器件，以調節逆變器的輸出電壓幅值與頻率。所謂互補輸出即同一橋臂的上、下兩個功率開關器件，在上橋臂器件導通時，下橋臂器件處于關斷狀態，反之亦然。 在圖1所示的逆變系統中，定義開關變量 取0或1兩種狀態，其中1表示上橋臂功率開關器件導通；0表示下橋臂功率開關器件導通。則有表1所示的三相逆變器的開關狀態。其中， （Sa, Sb, Sc）＝（0, 0, 0）和（Sa, Sb, Sc）＝（1, 1, 1）時，逆變器輸出電壓為零，于是將逆變器的這兩種開關狀態定義為零狀態，而將其余6種狀態定義為有效狀態。 當逆變器開關處于有效狀態時，例如處于（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0），其電流流通路徑如圖2所示。由圖2可見，該狀態下，直流母線電流Idc即為交流電動機的A相電流。 當逆變器開關由狀態（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0）轉換為（Sa, Sb, Sc）＝（0, 0, 0）時，由于電流不能突變，則二極管D4導通，A相電流二極管 D4續流，電流流通路徑如圖3所示。此時，直流母線電流Idc為零，三相繞組電流在電機內部流動。 當逆變器開關狀態由（Sa, Sb, Sc）＝（1, 0, 0）轉變為（Sa, Sb, Sc）＝（1, 1, 0）時。由于存在為防止逆變器上、下橋臂直通短路而設置的死區時間，因此在換向初始階段，存在開關管T6、T3同時處于關斷的狀態，此時電流流通路徑如圖4所示。換相結束時，開關管T3導通，電流流通路徑如圖5所示。 圖4表明，換相開始時，直流母線電流Idc為交流電動機的C相電流。由圖5可見，在換相結束后，逆變器直流母線電流Idc仍為交流電動機的C相電流。 相電流重構技術 由互補PWM方式下逆變器的換流分析知，除零狀態下逆變器直流母線電流為零外，在有效狀態下逆變器直流母線始終都有電流流過，等于電動機的相電流。因此，可以采用圖6所示逆變主電路結構獲取電動機的相電流，其中線性電阻R為直流母線電流采樣電阻。 從提高電壓利用率和降低逆變器開關損耗來看，SVPWM是一種優化的互補PWM方式。根據SVPWM原理[1>和逆變器換流分析，可以得到表2所示的直流母線電流與電機相電流的對應關系。于是可以根據逆變器開關狀態、直流母線電流Idc，以及電動機三相電流之間的關系，重構出交流電動機的相電流。 實驗 實驗系統的控制器為TMS320F2407 DSP，逆變器的開關頻率為10kHz，實驗用電機為500W的交流異步電動機。實驗中，在逆變器開關的每一個有效狀態下，DSP采樣直流母線電流Idc，并在兩個相鄰的母線電流采樣周期，根據電機三相電流關系ia＋ib＋ic＝0，計算出相電流瞬時值，實現電機相電流的重構。 [align=center] （b） 相電流重構波形[/align] 實驗波形如圖7所示。圖7a）為三相交流異步電動機的A相電流波形，7b）為A相電流重構后經數模轉換輸出在示波器上的回放波形。由于逆變器的開關頻率為10kHz，因此逆變器直流母線電流Idc的采樣周期為0.1ms，而電機相電流在0.1 ms時間間隔內的變化非常小，因此經DSP重構出的電機相電流具有足夠高的精度。 結語 在許多應用場合，對交流電機伺服驅動產品的成本與體積都有嚴格的控制，采用單電流檢測技術獲取電機與驅動系統電流信息是滿足這一要求的有效方式。本文所提方法需要在相鄰的兩個開關周期完成，對于高開關頻率的逆變驅動系統完全可以滿足應用所需達到的電流控制精度。