[align=left] 高速電機具有體積小、重量輕、功率密度高等優點。對于高速負載，用高速電機直接驅動可以省去機械傳動裝置，避免了傳動裝置引起的損耗、機械振動與噪聲，從而使設備體積減小，運行效率和運行精度得以提高。高速電機在主軸、電動工具、泵、高速壓縮機等領域得到了廣泛的應用。目前國內外普遍采用感應電機進行高速直接驅動，雖然結構簡單，但轉子損耗大、效率低、壽命短，同時存在轉差，穩速困難。方波驅動無刷直流電機采用電勢換向、鎖相控制，雖然去掉了傳感器，但諧波損耗大，轉矩波動大，一般僅用于小功率驅動。永磁同步電機具有效率高、噪音低、運行可靠、轉矩波動小、控制特性良好等優點，最適合高速運行，但傳統的永磁同步電機需要轉子位置傳感器。而高速電機對轉子要求有足夠的機械強度和剛度，因此高速電機的結構較一般電機更為緊湊，盡可能把轉軸設計得短一些，以提高其剛度，這樣要在高速電機的轉軸上安裝位置傳感器，無論從電機結構上考慮還是傳感器的裝配與調試都有較大的難度。利用電機的三相電壓或電流來估算電機轉子的位置，但由于相電壓上疊加有較大的PWM載波，給濾波帶來一定的困難，且控制回路與主回路電氣隔離較難實現。 本文以一臺30,000r/min、3.3kW的高速永磁同步電機為例，對高速永磁同步電機的電磁設計和機械設計進行了研究。并采用了一種新型簡易轉子位置傳感方法，即采用一個鎖定型霍爾元件作為傳感器。通過對位置信號的轉化和補償，可以得到高精度的轉子信號。同時，轉速信可以從位置信號處理電路中得到。基于這種位置傳感方法，采用CRPWM電流控制法實現了磁場定向矢量控制。 電磁設計 由于采用電子換向和變頻電源供電，無刷直流電機在極數的選擇上有較大的余地。但電機定子繞組中的電流頻率為: f＝pn／60 （1） 式中n為電機的轉速;p為極對數。 可見，對于給定的轉速來說，極數越多，定子電流的交變頻率越高，這會增加定子鐵心的鐵耗與定子繞組的銅耗，且有輸出頻率的升高，脈寬調制的載波比將減小，定子電流諧波將增加，這又會增加定轉子損耗。但2p=2時，定轉子軛部磁密較高，且繞組端部較長。 定子繞組如果采用整數槽，往往會出現較大的齒槽定位力矩，影響電動機系統的低速性能。由于加工條件所限，電機又不易采用斜槽或斜極。為了減少定位力矩，同時為了減少空載反電勢中的齒諧波，本文采用分數槽分布繞組。 綜合上述因素，取極數2p=4，定子槽數為18，每極每相槽數q=1.5。 為了安裝方便，電機采用徑向磁路表面磁鋼式轉子結構，磁鋼采用高磁能積的釹鐵硼永磁材料，瓦形磁鋼粘貼于轉子表面，極弧系數α＝1。電機結構示意圖如圖1所示。 [/align] 在高速永磁同步電機中，隨著供電頻率的升高，高頻鐵損的影響也將增大，為減少鐵損，同時為避免磁路飽和，氣隙磁密不易取得過高，本文設計的電機的氣隙磁密為0.5T。 本文研究的高速同步電機的相反電勢波形及其頻譜圖如圖2、圖3所示。從頻譜圖可以看出，反電勢中主要存在3次諧波，但由于采用三相半橋無中線逆變驅動電路，線電勢中無3的倍數次諧波，不會產生3次諧波電流;反電勢中同時存在相對幅值小于1%的5次諧波，偶次諧波可能由于轉速不均勻和磁鋼材料不均勻產生的，其相對幅值小于5‰。 機械設計 高速電機中，不但選用的軸承要適合高速運行，同時軸承檔與軸承室的配合要合適，不能太緊也不能太松，還應對軸承施加一定的預緊力。 電機的轉子應有足夠的機械強度和良好的動平衡性，以避免高速運行時離心力作用使轉子受到損壞。同時轉子表面要求光滑，以減少高速運行時的噪聲和機械損耗。磁鋼外面用玻璃纖維帶綁扎，以加強機械強度。綁扎匝數 可以表示為: （2） 式中C為安全系數;Z為離心力（kg）;FT為綁扎帶的強度（kg）。 轉子位置的檢測 在永磁同步電機中，在定子適當位置安放一個霍爾元件，轉子勻速旋轉時，霍爾元件就會輸出一個上升沿和下降沿與轉子磁場強度B0的過零點相對應的方波信號，將方波信號處理后，便得到數字式的轉子位置信號θ，用這個數字量去查表，經D/A轉換和放大后即得正弦波參考電壓，如圖4所示。本文采用了文獻[5] 提出的位置轉換電路，霍爾的輸出與實際轉子位置的相差可得到補償。同時，超前角也可設定。 驅動系統 本文采用CRPWM實現了磁場定向適量控制，系統結構框圖如圖5所示。高速同步電機驅動系統由高速永磁同步電機（PMSM）、起動電路、霍爾傳感器位置信號轉換和補償及測速電路、三相電流指令合成電路、電流調節器、速度調節器、SPWM電路和功率驅動部分構成。 由于該電機沒有自起動能力，必須設計起動電路。本文研究的系統采用同步起動方式，為此設計了同步脈沖發生器，該起動電路原理簡單，經實驗證明，起動可靠。 忽略高次諧波，死區時間引起的偏差電壓可以等效為一個矩形波的偏差電壓，極性與電流方向相反。由于高速永磁同步電機的繞組電感很小，偏差電壓會在繞組中產生較大的諧波電流。為了抑制諧波電流，本文采用了死區補償技術。為了進一步控制電流，本文采用了比例電流調節器。 要實現磁場定向適量控制，應該使Id=0。不同轉速和負載條件下，實現磁場定向矢量控制的最佳超前角可表示為: （3） 式中L、Ra為繞組相電感和相電阻;Ke為相電勢系數;ωr為角頻率;Kp為電流比例調節器的增益;KS為SPWM逆變器等效增益;Kf為電流反饋系數;Iq為相交軸電流。 試驗結果 本文采用精密磁滯測功機對高速永磁同步電機系統進行了試驗研究。在10000r/min和1.1Nm時測得的相電流波形如圖6所示，其頻譜見圖7。從實驗結果可以看出，電流中低次諧波含量很小，所以低頻轉矩脈動很小;而由于電機繞組電感很小，PWM引起的高次諧波較大。 在10,000r/min時，對整個系統的效率進行了測試，輸出力矩為1.1Nm系統的效率達80%。 結語 本文設計的高速永磁同步電機結構可靠，適合高速運行，并且線反電勢中諧波含量少。 采用一個鎖定型霍爾元件作為位置傳感器是可行的。速度信號可從轉子位置信號的處理電路中獲得。 本文設計高速永磁同步電機驅動系統運行可靠，由于采用了死區補償和比例電流調節器，繞組電流中低次諧波含量少，低頻轉矩脈動很小。