[摘要]： 隨著集成化的發展，開關電源電路結構設計的復雜程度相對減弱，高頻變壓器的設計就上升到較重要地位了。本文在簡介了VIPer22A器件及其制作的開關電源工作原理之后，結合實例著重說明了變換器中高頻電源變壓器的設計步驟和調試方法。 [關鍵詞]：功率變換器 電感儲能式變換器 磁感應強度 1、引言 近兩年來，單片式開關電源功率變換器VIPer22A因其封裝小巧、外圍電路簡練、工作穩定可靠程度高等因素，應用一天天多了起來。VIPer22A芯片內部采用電流控制型PWM調制器，適用于電池充電器、電源適配器、電視機或監控器的待機電源，尤其適用于各種控制電路的輔助電源。進一步分析下來，覺得其外圍電路易于掌握，但對其電源變壓器各項參數，卻往往疏于深入了解。這里就著重闡述一下單片式開關電源變換器VIPer22A的高頻變壓器的設計、調試程序及其具體方法，也許不是沒有裨益的。 2、VIPer22A功能概述 2.1、VIPer22A器件的內部電路結構框圖 功能概述 VIPer22A型單片式開關電源功率變換器，內部高壓功率MOSFET漏-源極的擊穿電壓可達730V以上；極限電流在0.56～0.84A之間（典型值為0.7A），通態電阻15Ω；輸入電壓在由85～265VAC范圍內波動時，可輸出12W的功率；具有過流、過壓和過熱等帶遲滯特性的保護功能，因此其工作穩定可靠性能極好。只要變壓器設計無誤，幾乎無需調試，連通電路就能正常投入運行。 其封裝形式為DIP-8封裝。FB為輸出電壓反饋端，其電壓范圍在0～1V之間。UDD為控制電路的電源端，上電瞬間由來自高壓電流源的電流向UDD端——包括外圍電容充電，當UDD端電壓達到14.5V時，自動關斷高壓電流源；當UDD低至8V時又自動開啟高壓電流源。功率MOSFET開始工作以后，改由電源變壓器的輔助繞組繼續供電，確保器件始終處于正常運行狀態。 3、整體電路工作原理 應用單片開關電源變換器VIPer22A制作的的12V開關電源，其電原理圖如圖二所示。 啟動過程 接通電源瞬間，VIPer22A變換器內的高壓電流源投入運行，并自動啟動電源，當UDD電壓達到開啟電壓值UDD（ON）＝14.5V（典型值）時，高壓電流源被關斷，功率MOSFET投入工作，輔助繞組在高壓電流源關斷后即開始為芯片供電，至此，VIPer22A變換器完成啟動程序。變壓器T的初級繞組中將有電流流過，該電流在變壓器磁芯中產生磁通，磁通的出現在各繞組中產生感應電勢，其方向如同名端符號所示。其次級的感應電勢也為VIPer22A提供了電源電壓VDD，瞬間就使變換器投入正常運行。各繞組同名端表明，在功率MOSFET導通時，整流管VD7呈反向偏置狀態；功率MOSFET截止時，VD7導通——故稱單端反激式變換器，也稱電感儲能式變換器——向電容C9和C10充電，由于工作頻率高達60KHz，即使電容量不大，也可以滿足負載對紋波電壓的要求。平波電感L的數值在幾十微亨即可滿足對紋波電壓的要求，有些場合甚至可以不要，加大濾波電容的容量即可。 3.2、自動調節過程 當外電壓波動時，反饋到集成可調基準穩壓器N3輸入端1腳的電壓相應變化引起其輸出端3腳電壓反向（與N3的1腳電壓變化方向相反，下同）的變化，再通過光耦N2使集成電源變換器N1的控制端3腳FB電壓反向變化，從而N1內的功率MOSFET的柵極脈寬反向變化，最終引起輸出端電壓反向變化，而使輸出電壓最大限度地恢復到外電壓波動前的數值上。 當輸出端的負載電流發生變化時，輸出電壓也會相應變化，同樣要引起N3輸入端電壓的變化，N3輸出端的變化通過光耦N2使N1的FB電壓變化，從而N1內的功率MOSFET的柵極脈寬反向變化，最終引起輸出端電壓反向變化而保持其輸出電壓的盡量穩定。通常穩壓器的源電壓調整率優于負載調整率，對于開關穩壓器尤其是這樣。應用VIPer22A器件制作的穩壓器，其負載調整率低于源電壓調整率，所以一般都將該器件應用于輸出電流固定或變化不大的場合下。 4、高頻電源變壓器的估算 凡學過電子線路的，對開關電源也不會陌生，甚至還會覺得很簡單；一旦制作出來，卻又覺得不甚滿意。查找原因，往往是高頻電源變壓器參數沒選好。下面結合一個單端反激式變換器實例介紹該變壓器T的估算方法。 4.1、磁芯的估算 采用單片開關電源功率轉換器VIPer22A，給定輸出功率為8W，效率為0.8，輸入功率為10W；磁心材料為Mn—Zn功率鐵氧體R2K5D。參照《新型開關電源及應用》一書，將實選數值代入 的求值公式得： 選EI25型磁芯，得磁芯截面積Sc約等于0.43Cm2，窗口截面積So約為0.78Cm2，0.43×0.78＝0.34 Cm4＞＞0.07Cm4，所以磁芯滿足要求。一方面，磁感應強度不應選得太大，選得太大磁芯將進入于飽和區，開關電源無法正常工作，甚至毀壞元器件。另一方面，磁感應強度也不應取得太保守，取保守值勢必增加圈數，并增大氣隙，也就是增大了漏感，增大了尖峰電壓；尖峰電壓過大，也就增加了噪聲電壓，最重要的是降低了工作可靠性和使用壽命，集成電路VIPer22A容易損壞。之所以選用較大磁芯，完全是出于試制方便上的考慮的。試制以后，完全可以選用小些的磁芯，如EI22等。 4.2、匝數的估算 次級繞組匝數 AC220V整流濾波后按300V計算。參照《新型開關電源及應用》一書上的公式得： NP＝240.6T，取240T， 為初級繞組數。 導線取0.17mm漆包線。 初級匝數大體上的核算 參照《新型開關電源及應用》一書上的公式得： H＝348A／m 已知R2K3D鐵氧體的H值為1194A／m，遠大于計算值348A／m，故認為滿足要求。 次級繞組匝數 式中： ————-變壓器次級輸出電壓，考慮到各種壓降，應為1.5倍的額定直流輸出電壓，即1.5×12＝18V； ————-變壓器初級考慮到可能輸入的最低電壓，取127V。 代入（3）式，得 N＝34T。 導線取0.47漆包線。 反饋繞組提供8～40V的VDD電壓，由于提供電流很小，可取 導線選0.11漆包線。 取 ＝240T，電感量為8.6mH（磁芯間墊入三層打印紙）， ＝ ＝34T。當輸出DC16.1V0.32A時，脈寬為5μS／17μS／58.4KHz，反向電壓峰值44V；反饋電壓DC18.5V。當輸出DC12V時，脈寬為4μS，反向電壓峰值44V，反饋電壓DC12.3V。該組數據的電壓波形上無尖峰電壓，前后沿也很陡峭，值得采用。若反饋電壓低于10V，可將NF的匝數適當增加。 4.3、線徑的估算 10W以下的小型高頻變壓器，尤其是在風冷條件下，散熱良好，其繞組導線截面積可按流過電流的有效值（3～4）A／mm2來選即可；當然，若是窗口面積允許，按（2～3）A／mm2更好。當線徑小于1mm時，可不考慮或忽略高頻電流集膚效應的影響；否則，可采用幾根細線并為一股并繞。電流有效值與最大值有如下關系 4.4、電感量的測量與調整 盡管開關電源也屬電子線路范疇，通常的測試儀器儀表就能滿足需求，但高頻變壓器初級繞組電感量必須備有精度較好的電感表來檢測，不能以匝數相同磁芯牌號一樣而免檢。 一般來說，高頻變壓器磁芯間總要墊入幾片紙以確保留有一定的磁隙的。這樣做的目的有三： 1. 避免磁芯磁感強度進入飽和區，確保工作穩定可靠性能； 2.調整電感量，滿足輸出功率的要求； 3.在滿足輸出功率的情況下降低電感量，削減尖峰電壓，增加安全可靠度。所以該工序不能省略。 5、結論 盡管單片開關電源功率變換器VIPer22A的各項參數的極限值相當可觀，但正如眾所周知的那樣，從安全穩定的可靠性設計方面考慮，在實際應用中，其電壓、電流、功率等極限參數還應降額使用——當乘以0.5的保險系數。所謂極限值，當是不連續重復的最大值，是瞬時的，不可當做穩定狀態來持續運行。只有這樣，按規定設計程序和制作工序完成的開關電源才能穩定可靠地運行。