近來，CTV產品中的LCD屏幕尺寸越來越大，已經超過40英寸。由于屏幕尺寸的增大，CCFL的數目及其驅動電路也有所增加。目前有很多種方法將CCFL置于大型LCD屏幕的背面，以便為整個屏幕提供背光照明。然而，即使是將許多CCFL串聯或并聯起來，能夠獲得的亮度還是不夠。此外，其預計壽命亦只有15 000～50 000小時。而且，因為它采用了有害物質，CCFL背光照明還存在環境污染問題。 在小尺寸的手機LCD屏幕上采用LED實現背光照明已經非常普及。作為交通信號燈及超過40英寸LCD屏幕的背光照明源的功率LED，彩色表現力好，且壽命可達100 000小時。功率LED的正向電壓為3.0～4.0V，最大額定電流高達500～700mA。一直有人嘗試設計基于RGB LED的背光照明，期望在相同濾色（CF）透射比下實現30%以上的NTSC效果，或在保持相同色域的同時，將濾色透射比增加32%～40%。由于每個RGB LED單元能組合起來構成白色，各個顏色的LED將采用串聯方式連接，這樣就能利用相同電流同時控制每個顏色組別，如圖1所示。 基于RGB背光照明所需的LED總數量，對22英寸的屏幕來說是72個；32英寸是160個；40英寸以上是400～500個。這樣便需要40～300Vdc的電壓來驅動LED。而所需的輸出電壓取決于串聯LED的數量。所以，傳統的方法是首先采用升壓轉換器作為前置調壓器，將整流后的交流輸入電壓先轉換成400Vdc；然后利用降壓轉換器進行LED電流調節。交流輸入電壓必須通過兩個階段才能轉換成直流電流，因此成本高且效率低。而且，這種轉換方案對交流輸入側的功率因數要求很高，所以也需要功率因數校正（PFC）。 本文將介紹采用單級功率轉換器簡單而直接地控制交流輸入電流，這樣便可通過單一功率轉換過程同時獲得功率因數校正和功率LED電流調節，這一方案效率高、電路簡單而且成本低。 建議的控制策略 圖2為單級功率轉換電路。由于采用的是降壓/升壓拓撲結構，輸出電壓可高于或低于直流電路的電壓峰值。傳統的電流調節PWM（CR-PWM）通常利用其控制命令電流（I＊）來控制負載電流。然而，如果使用傳統的 CR-PWM控制方法，負載電流將為方波；因為MOSFET的漏極電流必須與其恒定的I＊相同。因此需要采用不同的控制方法來達到線路電流的波形，又同時能調節恒定的LED電流。 本文給出了一種新的控制方法，既能使線路電流呈現出與線路電壓相同的正弦波形，又能通過I＊調節LED電流。LED電流是利用典型的CR-PWM方法通過間接檢測MOSFET電流來控制，如圖2所示。因此無須使用任何隔離的電流傳感器。 電感中感應電流的提升速度與直流電路電壓S≡Vdc（k）/L成正比，這里Vdc（k）是于第k個開關轉換時段內經整流的直流電路電壓。如果MOSFET關斷，電感中的感應電流強度將下降，并將所儲存的能量釋放給負載側。由于輸出電壓因濾波電容Co的存在而被看成恒定的，電感中電流的下降速率通常是一個常數，與直流電路電壓無關。如果檢測到的MOSFET電流超過所設定的電流I＊，R-S觸發輸出將復位，MOSFET會被關斷。 當直流電路電壓非常低，被檢測的電流不可能在一個開關周期內超過I＊。因此，觸發電路不會復位，而MOSFET將繼續保持導通，直到被檢測電流在下一個開關周期超越I＊才會關斷，如圖6所示。一旦被檢測MOSFET的電流超過I＊，MOSFET將被關斷，直到R-S觸發電路被內部時鐘重新置位。按照這種工作方式，MOSFET的導通與關斷動作將跟隨直流電路的電壓進行，結果使到交流輸入的功率因數得到校正。 因此，占空比在正弦波的0°和180°相位附近變高，而在正弦波的中心（90°相位）附近變小。這樣就可獲得與交流輸入端處的交流輸入電壓相位同步的正弦電流波形。 從圖3（b）所示的被檢電壓vid（t）看出，進入MOSFET的電流ids（t）在MOSFET導通時線性增大。但這個由R-C濾波電路輸出的被檢電壓vid（t）有些延遲。因此，在MOSFET關斷時，電流反饋電壓和真實MOSFET源極電流之間存在一個控制偏差id（k）。這個偏差在線路電壓增高時會變大。因此，隨著交流輸入電壓增加，其真實峰值電流IL（k）可能比設定的I＊高。 正弦波半周期的取樣數N≡fs/2fl，第k個開關轉換期內的整流直流電路電壓可由式（1）表示。 式（1）中，Ts=1/fs，k=[1，...N]，0≤t＜Ts。由于開關頻率fs遠大于線路頻率fl，第k個開關轉換期內的整流直流電路電壓可表示成式（2）。 假設第k個取樣期的Vdc（k）為常量，電感電流和被檢電壓可分別表示為式（3）和式（4）。 被檢電壓R-C通過濾波電路RF和CF被延遲，濾波后的輸出電壓可按式（5）計算。 圖4所示為CR-PWM受控電流與其真實電流偏差隨直流電路電壓幅度而變化的關系。如果時間常數RF和CF改變，各取樣時刻的電流偏差也隨之改變，如式（5）所示。 CR-PWM電流控制器會控制被檢信號vid（t），因此它必需具有相同的Vi＊值。如果線路電壓Vdc（k）增加，電感中的感應電流變化速度將變大，而感應電流在正弦波中心附近也會變大。圖5所示為線路電流波形隨RF和CF濾波電路時間常數變化的仿真結果。 如圖5所示，時間常數越大，交流線路電流波形越接近真正的正弦波，但電流的瞬態響應將變差。不過，由于這種轉換器用于驅動LED電流，電流動態響應變慢不是個大問題。 圖6給出了采用改進CR-PWM控制器來獲得正弦波形的基本原理。如圖6所示，被測信號的電流峰值受制于I＊。由于RF和CF組成的電路產生時間延遲，MOSFET漏極電流可能高于I＊。延遲的反饋電流峰值一旦達到I＊，MOSFET將會關斷。 此外，當直流電路電壓處于90°相位或附近時，如圖6所示，MOSFET的導通時間將變小。這樣，交流線路電流波形就會呈現類似于功率因數校正在關鍵導通模式或非連續導通模式（DCM）時，采用典型升壓轉換器時的波形。因此，必需在降低線路電流的總諧波失真（THD）和提高電流動態響應速度之間做出權衡。 在本文建議的單級功率轉換器中，每個顏色LED的電流都能單獨控制。根據RGB LED的主要波長和視覺效率，可選擇 LED 陣列的顏色順序排列方向，為綠色、橙紅色、藍色、綠色……（G、R-O、B、G……），如圖1所示。藍-綠-綠-紅（BGGR）或紅-綠-綠-藍（RGGB）的系統配置都可以利用建議的單級功率轉換器進行配置，并對每個LED電流加以控制。 每個彩色LED的正向壓降都會因其設計條件而有差異。例如，在350mA時，典型的紅、藍、綠光LED的正向壓降分別為2.95V、3.42V和3.42V。至于其他功率LED，以FOLH702R/G/B為例，它在350mA時其RGB LED的正向壓降分別為2.2V、3.1V和3.3V。所以，假設每種采用FOLH702R/G/B顏色LED的數量為100個，那么驅動紅、綠和藍光LED的電壓應該大于220V、310V和330V，才能獲得驅動LED所需350mA的典型電流強度。因此，如果LED采用串聯，則每種顏色LED都需要獨立的功率轉換器。圖7顯示了如何配置建議的單級功率轉換器來驅動各RGB LED組別。 實驗及結果 實驗采用了KA3842作為CR-PWM控制器，并選擇100kHz作為感應電路的開關頻率，其中L=900μH、Co=330μF/400Vdc、Ro=375Ω。功率器件采用FQP6N70（700V/6A）。如果交流輸入電壓設為110Vac，那么整流后直流電路線路的峰值電壓約為160Vpeak。圖8給出了MOSFET和感應電路電流的漏極-源極電壓，水平比例為10[μs/div]及100 [V/div]、1[A/div]。 圖9顯示了漏極電壓vds和感應電流iL，水平比例為1[ms/div]，感應電流呈現為正弦波。 圖10和圖11顯示了線路電流、直流電路電壓和電流波形連同交流輸入電壓作為參考。交流線路電流與線路交流輸入電壓同步。最后，圖12顯示了整體系統效率與負載1～90W變化的關系。圖13顯示了LED電流50～500mA變化獲得的功率因數。 實驗結果表明，建議的拓樸結構及其CR-PWM方案提供的功率因數接近0.9；在100～500mA負載電流水平的總系統效率接近0.85。建議的控制方法能為大屏幕LCD提供非常簡單的解決方案，實現良好的功率因數校正，以及高效率和低成本。此外，它無須隔離的電流感應器來感測LED電流，只要在 MOSFET 的源端利用簡單的電流感測電阻，因此能簡化系統并降低成本。